一种无线能量传输系统的E类功率放大器的设计方法与流程

本发明属于无线电能传输技术领域，具体涉及一种无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法。

背景技术：

无线能量传输系统(即wpt)是当前的研究热点，为了达到更小的电路尺寸和更大的充电自由度的要求，wpt(wirelesspowertransmission)需要工作在新工作频率6.78mhz。逆变器的开关损耗在该频率下变得相当大，因此需要一种能够工作在6.78mhz下的高性能电源。电源应在动态充电环境下保持高效率，即线圈耦合失配和充电装置数量的变化。此外，电源需要能够工作在某种模式下，即作为电流源或电压源工作，且输出功率和负载的关系预先确定。具有一定操作模式的电源对并行多个充电系统特别有价值，其中电源的输出功率应适应充电设备的电源要求。

作为高频wpt系统的电源，传统的e类功放是一种很好的选择，其高效率和简单的拓扑结构。然而，它对负载变化敏感，既不能作为电流源也不能作为电压源，不能保证输出功率随功放负载而自动增加或减小。综上，传统的e类功放不足以适应真正的wpt实际应用。高效率cm(电流模式)和vm(电压模式)的e类功放对于高频高效率wpt具有广阔前景，尤其是对于并发多次充电系统。因此，研究无线能量传输系统中的高频高效率e类功率放大器的设计方法很有必要。

技术实现要素：

本发明的目的是克服现有技术中无线能量传输的高频高效e类功放设计难的问题。

为此，本发明提供了一种无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法，包括以下步骤：

在史密斯图中放置参考线来确定负载的阻抗r1转换的目标位置；

然后通过构建阻抗转换网络使得负载变化线与参考线匹配进而确定所述阻抗转换网络中的电抗；

将传统功率放大器级联到所述阻抗转换网络中得到电流模式和电压模式下的e类功率放大器。

优选地，所述确定负载转换的目标位置步骤具体包括：

分别将传统功放、电流模式和电压模式的三类不同的e类功放的史密斯图中的参考线放于高效率区域内，使得参考线仅与每个功率轮廓相交一次，分别得到对应e类功放下的负载的阻抗r1。

优选地，所述然后通过构建阻抗转换网络将负载转换至预期位置的步骤包括：确定负载的阻抗r1后通过改变所述阻抗网络的电抗值使得负载变化曲线匹配参考线。

优选地，通过公式(1)和公式(2)确定所述阻抗转换网络的参数；

其中，z0是所述e类功率放大器的特性阻抗，γz的实部real(γz)和图像部分imag(γz)是x1，x2，x3和r1的函数，zin为输入阻抗，x1，x2，x3均为阻抗转换网络中的电抗。

优选地，当所述e类功率放大器的操作模式为电流模式时，通过公式(3)、(4)、(5)、(6)和(8)来优化x1，x2，x3；

γi＝k·γr+bγr∈(m,n)(3)

k·f1(x1,x2,x3,rl)+b→f2(x1,x2,x3,rl)(4)

f1(x1,x2,x3,rl)∈(m,n)foranyr1∈(5,100)(5)

f2(x1,x2,x3,rl1)＞f2(x1,x2,x3,rl2)forrl1<rl2(6)

x1＜0，x2＞0，x3＜0(8)

其中，k，b，m和n是常数，直接从史密斯图中获得，γi为γz的图像部分，γr为γz的实部，rl、rl1、rl2均为负载变量，且rl1和rl2是对应的rl在5到100欧姆区间内的不同取值。

优选地，当所述e类功率放大器的操作模式为电压模式时，通过公式(3)、(4)、(5)、(7)和(8)来优化x1，x2，x3；

γi＝k·γr+bγr∈(m,n)(3)

k·f1(x1,x2,x3,rl)+b→f2(x1,x2,x3,rl)(4)

f1(x1,x2,x3,rl)∈(m,n)foranyr1∈(5,100)(5)

f2(x1,x2,x3,rl1)＞f2(x1,x2,x3,rl2)forrl1＞rl2(7)

x1＜0，x2＞0，x3＜0(8)

优选地，所述阻抗转换网络包括π形阻抗变换网络，所述π形阻抗变换网络包括电感l1、电容c1及电容c2。

优选地，所述负载包括x1，x2，x3及r1。

优选地，所述e类功率放大器的电感l0和电容c0被设计为在工作频率下谐振，所述谐振的频率为6.78mhz。

本发明的有益效果：本发明提供的这种无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法，通过在传统功率放大器中级联阻抗转换网络，使得负载变化线尽可能匹配参考线，从而得到高频高效率的e类功率放大器。该方法能够在增加负载的情况下提供增加/减少的功率，即使负载在大范围内变化，与传统的e类功放相比，cm和vm模式e类功放在wpt系统中表现出优异的性能，其效率也保持较高水平，且所有的电路参数都是固定的，没有使用控制单元。此外，与使用调谐方法的系统相比，电路复杂度和成本大大降低。

以下将结合附图对本发明做进一步详细说明。

附图说明

图1是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的流程示意图；

图2是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的e类功放的配置示意图；

图3是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的具有阻抗转换网络的e类功放电路图；

图4是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的π型阻抗变换网络的拓扑结构；

图5是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的系统中的真实网络图；

图6是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的不同的e类功放的参考线；

图7是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的cm下输入阻抗zin的负载变化对应的史密斯图；

图8是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的cm下的e类功放测试数据；

图9是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的vm下输入阻抗zin的负载变化对应的史密斯图；

图10是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的vm下的e类功放测试数据；

图11是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的wpt系统测试电路图；

图12是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的三种e类功放的wpt系统的输出性能；

图13是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的不同zcoil下的三个功放的实验波形；

图14是本发明无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法的三类e类功放的输出特性。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征；在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

本发明实施例提供了一种无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

在史密斯图中放置参考线来确定负载的阻抗r1转换的目标位置；

然后通过构建阻抗转换网络使得负载变化线与参考线匹配进而确定所述阻抗转换网络中的电抗；

将传统功率放大器级联到所述阻抗转换网络中得到电流模式和电压模式下的e类功率放大器。

如图1至图14所示，采用简单的拓扑结构和固定分量的改进型e类功放，通过阻抗变换方法获得高效率和一定的运行模式。本发明提出高效率电流模式(cm)和电压模式(vm)的e类功放，并提出了它们的设计方法。

cm/vm模式下的e类功放其特征是：能够在增加负载的情况下提供增加/减少的功率，即使负载在大范围内变化，它们的效率也保持较高水平。

本发明的设计方法充分利用了负载牵引和阻抗转换技术。在设计流程中，功放的目标载荷首先根据负载拉力分析进行定义。然后，将π阻抗变换网络添加到电路中，并建立功放负载和目标值的一对一映射。在选择目标值时，要考虑效率、运行模式和电路容差，而这三个标准在其他工作中同时很少被考虑在内，它确保功放能够高效安全地工作。所有的电路参数都是固定的，没有使用控制单元。因此，与使用调谐方法的系统相比，电路复杂度和成本大大降低。此外，检查阻抗变换中随机误差的鲁棒性，并在必要时修改网络参数，以进一步提高功放的性能。

本发明的设计方法，是基于传统e类功率放大器进行设计的。图2展示了e类功率放大器的典型配置。mosfet用作开关，并使用占空比为50％的方波信号来驱动功放。直流电源pdc通过射频(rf)扼流圈lf进入电路。输出功率为p0，功放的效率定义为p0与pdc的比值。l0和c0被设计为在工作频率下谐振，即这里的6.78mhz。分流电容器cs、剩余电抗jx和负载rl的值都是专门设计的，能够使功放的效率最大化。

高效率的cm和vm下的e类功放的设计流程是：

1)确定负载转换的目标位置；

阻抗r1应该被转换的目标位置最初通过放置参考线来定位。在史密斯图中，先将参考线放于高效率区域内，并仅与每个功率轮廓相交一次，以保持输出功率与负载的高效率和单调性。

r1应该被转换的目标位置最初通过放置参考线line1来定位。图6示出了三种不同的e类功放(即传统功放、cm和vm)的参考线，即pa1，pa2和pa3分别对应(a)、(b)和(c)。这三个e类功放的电路参数与第二部分对cs期望的设置相同。pa1，pa2和pa3的cs(图2中的cs)分别为120、215和330pf。参考线位于高效率区域内，并仅与每个功率轮廓相交一次，以保持输出功率与负载的高效率和单调性。考虑到sud06n10(即图2和图3中的s)可以承受的最大漏极电压为100v，为了保护mosfet，最大vds峰值的裕量至少设为10v。因此，line1被置于90v的vds峰值轮廓之内。

2)构建阻抗转换网络；

通过阻抗转换网络将负载转换到预期位置，可以实现具有预定输出功率的高效率功放。具有阻抗变换网络的电路如图3所示。

这里使用π形阻抗转换网络，如图4所示，将r1转换到目标位置。输入阻抗zin由x1，x2，x3和r1决定，如公式(1)中所列，将其转换为公式(2)中给出的映射系数，以匹配史密斯圆图。z0是系统的特性阻抗，为50ω。γz的实部和图像部分是x1，x2，x3和r1的函数。当r1从5到100ω变化时，zin的值组成了史密斯圆图上的负载变换线，如图7和8所示。网络设计的目标是确定x1，x2和x3，以确保zin的负载变化线尽可能匹配参考线line1。根据公式(3)到(8)，分情况确定e类功率放大器参数。

阻抗转换网络设计的目标是确定x1，x2和x3，以确保zin的负载变化线尽可能匹配参考线。公式(3)中k，b，m和n是常数，直接从史密斯图中获得。然后，问题变成：利用条件(6)和(8)或(7)和(8)来优化x1，x2和x3以满足(4)和(5)。当使用条件(6)和(8)时，操作模式为cm，当使用条件(7)和(8)时，操作模式为vm。

γi＝k·γr+bγr∈(m,n)(3)

k·f1(x1,x2,x3,rl)+b→f2(x1,x2,x3,rl)(4)

f1(x1,x2,x3,rl)∈(m,n)foranyr1∈(5,100)(5)

f2(x1,x2,x3,rl1)＞f2(x1,x2,x3,rl2)forrl1<rl2(6)

f2(x1,x2,x3,rl1)＞f2(x1,x2,x3,rl2)forrl1＞rl2(7)

x1＜0，x2＞0，x3＜0(8)

其中，γi为γz的图像部分，γr为γz的实部，在公式(4)至(8)中，公式(4)和(5)确保zin的负载变化线和参考线匹配；公式(6)和(7)确保输出功率与负载的单调性，并确定输出模式；公式(8)确保分流元件为电容器，串联元件为电感器，有助于绕过谐波功率，提高系统性能。这种优化问题可以通过数值方法解决，如穷举法和遗传算法。该解决方案提供x1，x2和x3的初始值，并且可以在仿真中进一步手动调整以获得更好的性能。

1)高效率cm下的e类功率放大器：为了验证网络结构和算法的可行性，分别设计了pa1-pa3的阻抗转换网络nc1-nc3(对应图5中的c1、c2、l1)。然后通过将传统功放级联到其相应的网络来实现cm下的e类功率放大器。阻抗转换网络的各个组件的值为nc1：c1为408pf，c2为278pf，l1为997nh；nc2：c1为510pf，c2为360pf，l1为530nh；nc3：c1为668pf，c2为237pf，l1为309nh。

r1从5增加到100ω，相应的zin如图7所示。zin的负载变化线与参考线line1不完全一致。但是，足以实现既定目标。各个cm下的e类功率放大器的输出特性如图8所示。当r1变化时，效率保持较高，输出功率p0与r1成比例。随着r1的增加，功放输出电流ipa_mag的幅度略有下降。可以观察到，cs较大时，功放能够产生较高的ipa_mag和p0。vds峰值随着r1的增加而增加，并保持在90v以下。所有这些都达到了cm下e类功放的既定目标。必须指出，上述用来推导网络参数值的方法只能保证输出功率与负载的单调性，而不是线性度。通过适当调整网络参数可以提高线性度，纠正系统错误。

2)高效率vm下的e类功率放大器：为了验证网络结构和算法的可行性，分别设计了pa1-pa3的阻抗转换网络nv1-nv3。然后通过将传统的功放级联到其相应的网络来实现vm下的e类功率放大器。

阻抗转换网络的各个组件的值为nv1：c1为13245pf，c2为6622pf，l1为121.4nh；nv2：c1为5337pf，c2为4092pf，l1为218.4nh；nv3：c1为2897pf，c2为3209pf，l1为303.5nh。

rl从5增加到100ω，相应的zin变化如图9所示。vm下的e类功放的zin的负载变化线与cm下的负载变化线相似，但方向相反。图10显示了每个vm下e类功放的输出性能。当r1变化时，效率保持较高，输出功率p0与r1成反比。当r1增加时，功放输出电压vpa_mag的幅度略有增加。观察到较大cs的功放产生较高的p0和vpa_mag。vds峰值随着r1增加而降低，并保持在90v以下。所有这些都满足为vm下e类功放设定的目标。

3)验证功放性能的鲁棒性，并在必要时变换阻抗转换网络。

实际电路中元件的值通常与设计的不一致，每个元件都存在随机误差。因此，网络应该足够强大以抵御这些错误。进行产量分析以评估cm和vm下e类功放性能的鲁棒性。c1、c2和l1受高斯分布影响，偏差设置为5％。在r1＝20ω处的超过90％的效率被认为是合格的。取大约1000个样品，产量定义为满足规格样品数量与样品总数1000的比例。根据仿真产率分析，不同模式和参数下的e类功放的产量。cm下的e类功放和cs＝330pf时vm下的e类功放的产量为100％，cs＝215pf时vm下e类功放的产量为90％，cs＝120pf时vm下的e类功放的产量为61％。研究发现大多数cm和vme类功放的性能对于随机误差是鲁棒的，而具有小cs的vme类功放的性能对于元件值的变化是敏感的。当l1偏离±5％时网络nv1的zin的负载变化线，与原来的偏离很大，导致了功放输出性能退化。

通过轻微修改π型网络(图5)可以解决具有小cs的vm下e类功放随机误差的敏感性问题。修改网络的拓扑结构，并且可以通过与π型网络相同的方法导出每个组件的值。当变量的数量变为4，zin的表达方式需要改变。

为了验证试验目的，设计和制造了经典的e类功放和两个阻抗转换网络net1和net2。cme类功放通过将net1与传统功放连接实现，vme类功放通过将net2与传统功放连接来实现。在wpt系统中，电源(功放或逆变器)通常为电流源或电压源工作。在6.78mhzwpt系统中测试了三种e类功放，传统功放、cm和vm。wpt系统由功放、耦合线圈和e类整流器组成。sud06n10(mosfet，图11中的s)和stpsc406d(图11中的dr二极管)分别用作功放和整流器中的开关。向wpt系统提供25vvdd。功放的负载由耦合线圈zcoil的输入阻抗提供。耦合线圈和整流器参数均需通过精确调试，使zcoil保持在最大阻值。通过将线圈之间的距离从2变到6厘米，耦合系数k的值从0.088变化到0.3。整流器的负载由恒定负载为30ω的电子负载提供。zcoil的范围约为10至100ω,该wpt系统的输出功率为ps(见图11)，wpt系统的效率定义为ps和pdc的比例。

具有传统、cm和vme类功放的wpt系统的输出性能如图12中的(a)、(b)、(c)所示。随着耦合越来越强k值不断增加，传统e类功放wpt系统的效率先上升后下降。输出功率与k相似。当k变化时，具有cm/vme类功放的wpt系统的效率保持在65％以上，输出功率ps随k的增量单调增加/减小。当k值很大时，效率降低，如图12(c)所示。这是由输入功率小的整流器的损耗引起的。尽管如此，与具有传统e类功放的wpt系统相比，有显著的改进。

不同zcoil下的三个功放(开关mos管s的漏极电压vds)的实验波形如图13所示。可以看出，cm和vme类功放中的vds在off状态结束时为零，即软切换。相反，当zcoil大大偏离其高效率区域时，即这里的50或100ω，传统e类功放的漏极电压在off状态结束时为高电平，这表明该状态开关损耗大。这些功放的输出特性是zcoil的函数，如图14所示。功放的输出功率通过求vpa和ipa乘积的平均值来获得。传统e类功放的效率，能够在很窄的范围内保持较高的水平，并且迅速下降，输出功率随zcoil增加先增加而降低。对于cme类功放，当zcoil范围为10到100ω时，效率保持在87％以上，p0与zcoil成正比。输出电流的大小几乎是恒定的，表明它作为电流源运行。对于vme类功放，效率保持在83％以上，p0与zcoil成反比。zcoil很大时，vm功放的效率降低是由于输入功率小的整流器的损耗引起的，这导致了线圈电抗z的增加。如果将vdd设置为30v，则效率可以拉回到90％以上。该vme类功放输出电压的大小几乎是恒定的，表明它可以作为电压源工作。cm和vme类功放的vds峰值都被限制在90v以下，这确保了功放的安全性。

上述通过e类功率放大器的设计方法中的数据并不唯一，这里只是列举了少量的数据组进行分析，根据公式和实际电路特征，通过该设计方法还可以计算和调试得到其他参数值，也可以针对cs参数为其他值时的电路特征进行电路设计。

本发明的有益效果：本发明提供的这种无线能量传输系统的e类功率放大器的设计方法，通过在传统功率放大器中级联阻抗转换网络，使得负载变化线尽可能匹配参考线，从而得到高频高效率的e类功率放大器。该方法能够在增加负载的情况下提供增加/减少的功率，即使负载在大范围内变化，与传统的e类功放相比，cm和vm模式e类功放在wpt系统中表现出优异的性能，其效率也保持较高水平，且所有的电路参数都是固定的，没有使用控制单元。此外，与使用调谐方法的系统相比，电路复杂度和成本大大降低。

以上例举仅仅是对本发明的举例说明，并不构成对本发明的保护范围的限制，凡是与本发明相同或相似的设计均属于本发明的保护范围之内。