一种二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器及模数转换方法与流程

本发明属于混合信号电路领域，特别涉及一种带有二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器及模数转换方法。

背景技术：

在电子电路中，模数转换器(adc)是一个重要的模块，它负责把声音、图像和无线电波等模拟信号转换成数字信号传递给后面的数字单元进行各种信号处理。衡量模数转换器的指标主要有带宽(速度)、精度和功耗。

逐次逼近型模数转换器是一种利用二进制寻码原理的重要模数转换器结构，其基本架构由比较器、逐次逼近数字逻辑单元和反馈数模转换器(dac)构成。由于仅仅使用了一个模拟比较器，逐次逼近型模数转换器相比其他类型的模数转换器可以达到最低的功耗。对于传统的逐次逼近型模数转换器，其采样率和量化噪声之间存在折中，每增加采样率1倍可以把量化噪声降低3db。噪声整形技术是模数转换器中通过反馈和滤波把带内量化噪声搬移到带外来提高转换精度的一种技术。近年来，越来越多的设计把逐次逼近型模数转换器和噪声整形技术结合起来，以提高其转换精度。对于一阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器，每增加采样率1倍可以把量化噪声降低9db；而对具有二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器，每增加采样率1倍则可以把量化噪声降低15db。很明显，如何高效的实现二阶噪声整形是提高逐次逼近型模数转换器转换精度和能效的一个方向。

文献[1](w.el-halwagy,p.mousaviandm.hossain,"a79dbsndr,10mhzbw,675ms/sopen-looptime-basedadcemployinga1.15pssar-tdc,"2016ieeeasiansolid-statecircuitsconference(a-sscc),toyama,2016,pp.321-324)通过用基于压控振荡器的量化器替代传统的电压域量化器，由于压控振荡器的积分作用，实现了一个一阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器。文献[2](y.xie,y.liang,m.liu,s.liuandz.zhu,"a10-bit5ms/svco-saradcin0.18-umcmos,"inieeetransactionsoncircuitsandsystemsii:expressbriefs)整体是一个两级mash(multi-stageshaping)结构模数转换器，其中第一级是一个传统的逐次逼近型模数转换器，第二级用基于压控振荡器的量化器处理第一级的误差信号，从而实现了整个模数转换器的一阶噪声整形。文献[3](z.chen,m.miyaharaanda.matsuzawa,"a9.35-enob,14.8fj/conv.-stepfully-passivenoise-shapingsaradc,"2015symposiumonvlsicircuits(vlsicircuits),kyoto,2015,pp.c64-c65)通过在传统逐次逼近型模数转换器的反馈环路中插入一阶无源开关电容滤波器，实现了一阶噪声整形。文献[4](y.hou,z.chen,m.miyaharaanda.matsuzawa,"anop-ampfreesar-vcohybridadcwithsecond-ordernoiseshaping,"2016ieeeinternationalconferenceonelectrondevicesandsolid-statecircuits(edssc),hongkong,2016,pp.387-390)是一个两级mash结构模数转换器，其中第一级在传统逐次逼近型模数转换器的反馈环路中插入一阶无源开关电容滤波器，实现一阶滤波；第二级用基于压控振荡器的量化器处理第一级的误差信号，两级整体实现了模数转换器的二阶噪声整形。文献[5](z.chen,m.miyaharaanda.matsuzawa,"a2nd-orderfully-passivenoise-shapingsaradcwithembeddedpassivegain,"2016ieeeasiansolid-statecircuitsconference(a-sscc),toyama,2016,pp.309-312)在传统逐次逼近型模数转换器的反馈环路中插入二阶无源开关电容滤波器，实现了模数转换器的二阶噪声整形。文献[1、2、3]只能实现一阶噪声整形，它们在同样的采样频率下对提高转换精度帮助有限。文献[2、4]采用了两级mash结构，其转换精度依赖于数字滤波器与模拟滤波器传递函数之间的匹配，一般需要额外的数字校准以防止噪声泄露。文献[5]的二阶噪声整形均来自无源开关滤波器，这些无源开关电容滤波器需要额外的硬件开销和功耗，并且只能提供2倍的增益，抑制噪声的效果有限。

技术实现要素：

本发明的目的是：提出一种带有二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器及转换方法，在较低硬件和成本增加的基础上实现转换精度的提升。

为此，本发有提出的带有二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器，其特征在于：包括采样保持电路、与采样保持电路相连的基于压控振荡器的量化器、与基于压控振荡器的量化器相连的逐次逼近逻辑单元、与逐次逼近逻辑单元相连的一阶数字调制器或无源开关电容滤波器、和一阶数字调制器或无源开关电容滤波器与数字模拟转换器，其中基于压控振荡器的量化器中、一阶数字调制器或无源开关电容滤波器中，均包含有一阶噪声整形。

在本发明的一些实施例中还可以包括如特征：

所述一阶数字调制器是一阶数字delta-sigma调制器。

所述模数转换器处于过采样状态。

所述模数转换器的采样时钟高于最大转换带宽的2倍。

所述一阶数字delta-sigma调制器和数字模拟转换器形成一个b位一阶过采样数字模拟转换器，其中b的取值由adc整体精度要求和过采样率决定。

所述b的取值为2-5。

所述基于压控振荡器的量化器包括环形压控振荡器、感知放大型触发器、真单相时钟型触发器和异或门。

所述基于压控振荡器的量化器的量化位数为n，其中n<b。

所述基于压控振荡器的量化器为双输入的基于压控振荡器的量化器，它包括尾电流管、共模电流抽取电路、多个首尾相连的延时单元、读出放大触发器、真单相时钟触发器和异或门。

本发明还提出一种带有二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换方法，采用上述的带有二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器，包括如下步骤：转换周期开始时采样保持电路在时钟信号的控制下采样模拟输入信号并且保持该信号直至转换周期结束；同时逐次逼近逻辑单元的b位输出归零，使得数字模拟转换器的模拟输出也为零；基于压控振荡器的量化器将采样保持电路的信号与数字模拟转换器的模拟输出进行比较，输出数字结果；逐次逼近逻辑单元根据基于压控振荡器的量化器的数字输出调整其输出，数字模拟转换器5也相应的更新其模拟输出；基于压控振荡器的量化器再次将采样保持电路的信号与数字模拟转换器的更新后的输出进行比较；如此循环k次之后，整个转换周期结束，逐次逼近逻辑单元的数字输出即为整个模数转换器的数字输出；其中k为大于等于b/n的最小整数。

采用上述技术方案后，本发明具有如下优点：在所采用的基于压控振荡器的量化器自身带有一阶噪声整形的基础上，同时在反馈支路插入由数字电路或者无源开关电容电路实现的一阶积分器，从而实现二阶噪声整形，因此本发明相比传统的和一阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器，能够有效提高转换精度。

进一步地，本发明实施例中的一些方案还具有如下优点：由于二阶噪声整形仅仅通过数字门电路或者无源开关电容电路实现，只需增加极少的硬件成本和功耗，适用于各种速度和精度要求的逐次逼近型模数转换器。

附图说明

图1是本发明一个实施例中二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器结构示意图。

图2是图1中基于压控振荡器的量化器结构示意图。

图3a是本发明另一个实施例中二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器结构示意图。

图3b是图3a中无源开关电容滤波器中开关的时序示意图。

图4是图3a中两个输入的基于压控振荡器的量化器的实现电路示意图。

具体实施方式

本发明提出了一种带有二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器，下面给出两种属于同一构思的电路结构作为举例。

实施例一

其中第一种电路结构图如图1所示，由采样保持电路1、基于压控振荡器的量化器2、逐次逼近逻辑单元3、数字一阶数字delta-sigma调制器4和数字模拟转换器5组成。整个模数转换器的采样时钟高于最大转换带宽的2倍，也就是说模数转换器处于过采样状态。一阶数字delta-sigma调制器4和数字模拟转换器5形成一个b位一阶过采样数字模拟转换器(b的取值由adc整体精度要求和过采样率决定，一般取2-5)。基于压控振荡器的量化器2除了提供量化功能，还额外提供了一阶噪声整形，再加上数字delta-sigma调制器4的一阶噪声整形，整个模数转换器带有二阶噪声整形功能。基于压控振荡器的量化器2的结构示意图如图2所示，由环形压控振荡器2.1、感知放大型触发器2.2、真单相时钟型触发器2.3和异或门2.4组成。基于压控振荡器的量化器2的量化位数为n，其中n<b，可算得其中的环形压控振荡器2.1的级数为2ⁿ-1。

本实施例提出的带有二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器工作原理如下：转换周期开始时采样保持电路1在时钟信号的控制下采样模拟输入信号并且保持该信号直至转换周期结束，同时逐次逼近逻辑单元3的b位输出归零，使得数字模拟转换器5的模拟输出也为零。基于压控振荡器的量化器2将采样保持电路1的信号与数字模拟转换器5的模拟输出进行比较，输出数字结果。逐次逼近逻辑单元3根据基于压控振荡器的量化器2的数字输出调整其输出，数字模拟转换器5也相应的更新其模拟输出。基于压控振荡器的量化器2再次将采样保持电路1的信号与数字模拟转换器5的更新后的输出进行比较。如此循环k次之后，k为大于等于b/n的最小整数，整个转换周期结束，逐次逼近逻辑单元3的数字输出即为整个模数转换器的数字输出。

实施例二

本发明的带有二阶噪声整形的逐次逼近型模数转换器还可以在图1的基础上变换结构，形成第二种电路结构，如图3a、3b所示，该结构中的数字模拟转换器采用电容型数模转换器，采样保持电路可以和电容型数模转换器合并，如图3a中模块31所示。除了基于压控振荡器的量化器33提供的一阶噪声整形，另外一阶噪声整形来自电容c2、c3和四个开关ke、ks、kns0、kns1构成的无源开关电容滤波器32，这些开关的时序如图3b所示。由于无源开关电容滤波器的加入，图3a中基于压控振荡器的量化器33有两个信号输入(除了负输入“地”之外)，他们先相加再与“地”进行比较。图3中模块32(无源开关电容滤波器)相当于图1中模块4(数字delta-sigma调制器)。

双输入的基于压控振荡器的量化器33可以用图4中电路实现，它由尾电流管m1和m2、共模电流抽取电路3.2、15个首尾相连的延时单元(delaycell)、读出放大触发器(sa-ff)、真单相时钟触发器(tspc-ff)和异或门(xor)组成。压控振荡器的尾电流由m1管和m2产生，它们的栅极分别接量化器的两个输入信号，漏极连在一起，电流相加。m1和m2管产生的电流i1和i2分别含有共模电流和差模电流，而环形振荡器和数字门电路需要处理的是两个差模信号和一个共模信号，故加入了一个共模电流抽取模块3.2。mos管m3栅极接共模电平vcm，故其电流为共模电流icm，该电流经过mos管m4-m7组成的p型共源共栅电流镜流入到mos管m1、m2共同的栅极，最后使得流入到环形振荡器的共模电流只有一个。图4中量化器的一个优势是通过改变mos管m1和m2的宽长比，可以调整两个输入信号的增益。本图例中delaycell指的是1,2…15，共15个，它们首尾相连形成环形压控振荡器的一部分。vin1、vin2、vcm是双输入的基于压控振荡器的量化器的输入，dout是双输入的基于压控振荡器的量化器的输出。in、inb、out、outb是其中的延时单元的输入和输出端口。图2和图4本质是一样的，区别是图4中的量化器可以有两个输入，图4中vin1、vin2对应图2中的ain，图4中也有clk，没有画出。图4中的环形压控振荡器，由尾电流管m1和m2、共模电流抽取电路3.2、15个首尾相连的延时单元(delaycell)组成。图2和图4的表现方式不一样，但本质是一样的。

相比文献[1、2、3]的一阶噪声整形，本发明实施例提出的逐次逼近型模数转换器带有二阶噪声整形功能，能够更加有效地提高转换精度。相比文献[4]，本发明的逐次逼近型模数转换器是单环结构而不是mash结构，不存在模拟滤波器和数字滤波器传递函数失配的问题，性能更加鲁棒。和文献[5]相比，本发明的逐次逼近型模数转换器其中一阶噪声整形来自基于压控振荡器的量化器，无需额外的硬件和功耗，二是可以更加自由设置反馈环路的增益，从而更加有效提高其转换精度。

以上是对本发明做出的示例说明，不能理解为对本发明的限制。本领域技术人员可以在本发明的启示下做出一些变形，都属于本发明的保护范围。比如：联动原理实现上的变形不局限于给出的实例，臂杆的主体构成不局限于给出的实例，末端工具不限于给出的实例等。