多工器的制作方法

本发明涉及具备弹性波滤波器的多工器。

背景技术：

对于近年来的便携电话，要求应对多频段化以及多模式化。为了应对于此，在一个天线的正下方配置对多个通信频段的高频信号进行分波的多工器。作为构成多工器的多个滤波器，使用以低损耗性以及高衰减为特征的弹性波滤波器。

在专利文献1公开了一种具备具有相互不同的通带的多个弹性波滤波器、共用端子和电感元件的多工器。上述多个弹性波滤波器当中的第1接收侧滤波器的并联臂谐振器经由电感元件而与共用端子连接，第2接收侧滤波器、第1发送侧滤波器以及第2发送侧滤波器的串联臂谐振器分别与共用端子直接连接。根据上述结构，能够使从共用端子观察的第1接收侧滤波器的阻抗、和从共用端子观察的第2接收侧滤波器、第1发送侧滤波器以及第2发送侧滤波器的合成电路的阻抗为复共轭的关系。由此，上述多个弹性波滤波器间的阻抗匹配良化，能够实现多工器的低损耗性。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2016/208670号

在专利文献1记载的多工器中，通过被串联连接的电感元件而使第1接收侧滤波器的从共用端子观察的阻抗向电感性区域相位偏移，使得与连接于共用端子的其他滤波器的合成电路的阻抗为复共轭的关系。

然而，在通过上述电感元件使第1接收侧滤波器的对方频带(其他滤波器的通带)中的阻抗向电感性区域相位偏移的情况下，需要大的电感值，因此设置了第1接收侧滤波器的路径的传播损耗会变大。此外，由于需要尺寸大的电感器，因此多工器的电路尺寸也会变大。

进而，若相对于第1接收侧滤波器单体的对方频带中的阻抗的电抗成分，通过上述电感元件使该阻抗向电感性区域相位偏移之后的对方频带中的电抗成分的绝对值变小，则该相位偏移后的阻抗的对方频带中的反射损耗会增大。因而，存在将上述对方频带作为通带的其他滤波器的插入损耗增大的问题。

技术实现要素：

发明要解决的课题

因此，本发明正是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种与共用端子连接的各弹性波滤波器的通带内的插入损耗被降低了的小型的多工器。

用于解决课题的手段

为了达成上述目的，本发明的一个方式涉及的多工器具备：第1共用连接端子以及第2共用连接端子；电感元件，一端与所述第1共用连接端子连接，另一端与所述第2共用连接端子连接；第1弹性波滤波器，不经由所述电感元件地连接于所述第1共用连接端子，将第1频带作为通带；第2弹性波滤波器，与所述第2共用连接端子连接，将第2频带作为通带；和第3弹性波滤波器，与所述第2共用连接端子连接，将第3频带作为通带。

发明效果

根据本发明，能够提供与共用端子连接的各弹性波滤波器的通带内的插入损耗被降低了的小型的多工器。

附图说明

图1是实施方式1涉及的多工器的电路结构图。

图2a是示出构成实施方式1涉及的多工器的弹性波滤波器的电路结构的第1例的图。

图2b是示出构成实施方式1涉及的多工器的弹性波滤波器的电路结构的第2例的图。

图3是示意性地表示实施方式1涉及的弹性波滤波器的弹性波谐振器的俯视图以及剖视图。

图4是表示实施方式1涉及的弹性波谐振器的阻抗特性的曲线图。

图5是比较例涉及的多工器的电路结构图。

图6a是示出比较例涉及的频段c用发送滤波器的阻抗的史密斯圆图。

图6b是对比较例涉及的频段c用发送滤波器中的相位偏移前后的反射特性进行了比较的曲线图。

图7a是示出实施方式1涉及的频段b以及频段c用滤波器单体以及合成电路的从节点n2观察的阻抗的史密斯圆图。

图7b是对实施方式1涉及的频段b用接收滤波器单体以及合成电路的节点n2处的反射特性进行了比较的曲线图。

图7c是示出实施方式1涉及的频段b以及频段c用滤波器的合成电路的从节点n1以及节点n2观察的阻抗的史密斯圆图。

图7d是对实施方式1涉及的频段b以及频段c用滤波器的合成电路的节点n1以及节点n2处的反射特性进行了比较的曲线图。

图8是对实施方式1以及比较例涉及的频段b以及频段c用滤波器的合成电路的节点n1处的反射特性进行了比较的曲线图。

图9a是对实施方式1以及比较例涉及的频段a用滤波器的插入损耗进行了比较的曲线图。

图9b是表示实施方式1涉及的频段a用滤波器与频段b以及频段c用滤波器的合成电路的各频段中的复共轭所引起的阻抗匹配的史密斯圆图。

图10是构成实施方式1涉及的多工器的电路元件的配置结构图。

图11a是示出构成实施方式1的变形例涉及的多工器的各弹性波滤波器的频段a中的反射特性的曲线图。

图11b是说明梯型滤波器的构造导致的阻抗的差异的导纳圆图。

图12是实施方式2涉及的多工器的电路结构图。

图13是示出实施方式3涉及的多工器的电路结构图、等效电路、以及通过特性的图。

图14是示出实施方式3的变形例涉及的多工器的电路结构图、等效电路、以及通过特性的图。

符号说明

1、2、3、4、500多工器；

10a、10b弹性波滤波器；

11、16、17收发滤波器；

12、14发送滤波器；

13、15接收滤波器；

18、19低通型滤波器；

18c、19c1、19c2电容器；

18l、19l、20、161、520电感器；

22、22a、22bidt电极；

31、32布线；

50安装基板；

91、92、93、94、95、96、97、110、120输入输出端子；

100共用端子；

101、102、103、104、105、201、202串联臂谐振器；

151、152、153、154、261、262、263并联臂谐振器；

203纵耦合型滤波器部；

221a、221b汇流条电极；

222a、222b电极指；

223密接层；

224主电极层；

225保护层；

250基板；

251压电体层；

252能量陷获层；

253支承基板；

254低声速层；

255高声速层；

256低声阻抗层；

257高声阻抗层；

258声阻抗层；

n1、n2节点。

具体实施方式

以下，使用实施例以及附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施例均示出总括性或具体的例子。在以下的实施例中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一例，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施例中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。

(实施方式1)

[1.1多工器的电路结构]

图1是实施方式1涉及的多工器1的电路结构图。如该图所示，多工器1具备收发滤波器11、发送滤波器12以及14、接收滤波器13以及15、电感器20、和共用端子100。此外，多工器1还具备：设置在将共用端子100和电感器20的一端连结的路径上的节点n1(第1共用连接端子)、和设置在将发送滤波器12、14、接收滤波器13、15和电感器20的另一端连结的路径上的节点n2(第2共用连接端子)。另外，共用端子100和节点n1可以是同一端子，在该情况下，共用端子100相当于第1共用连接端子。

共用端子100例如与天线元件连接。

电感器20是一端与节点n1连接且另一端与节点n2连接的电感元件。即，电感器20串联连接在节点n1与节点n2之间。另外，电感器20也可以是片式电感器、形成于安装基板的线圈图案、以及布线的电感成分的任一者。

收发滤波器11是将通信频段a(以下记为频段a)的收发频带(第1频带)作为通带的第1弹性波滤波器。收发滤波器11不经由电感器20地连接于节点n1。收发滤波器11经由输入输出端子91输入由发送电路(rfic等)生成的高频发送信号，并输出给节点n1。此外，收发滤波器11输入从共用端子100输入的高频接收信号，并输出给输入输出端子91。另外，配置了收发滤波器11的路径中的发送以及接收的切换例如可以通过与输入输出端子91连接的开关电路(未图示)来实施。另外，作为频段a，例如可应用lte(longtermevolution，长期演进)的band40(收发频带：2300-2400mhz)。

发送滤波器12是将频段b的发送频带(第2频带)作为通带的第2弹性波滤波器。发送滤波器12与节点n2连接。发送滤波器12经由输入输出端子92输入由发送电路(rfic等)生成的高频发送信号，并输出给节点n2。另外，作为频段b的发送频带，例如可应用lte的band1(发送频带：1920-1980mhz)。

接收滤波器13是将频段b的接收频带(第2频带)作为通带的第2弹性波滤波器。接收滤波器13与节点n2连接。接收滤波器13输入从共用端子100输入的高频接收信号，并输出给输入输出端子93。另外，作为频段b的接收频带，例如可应用lte的band1(接收频带：2110-2170mhz)。此外，作为频段b的接收频带，例如可应用lte的band66(接收频带：2110-2200mhz)。

发送滤波器14是将频段c的发送频带(第3频带)作为通带的第3弹性波滤波器。发送滤波器14与节点n2连接。发送滤波器14经由输入输出端子94输入由发送电路(rfic等)生成的高频发送信号，并输出给节点n2。另外，作为频段c的发送频带，例如可应用lte的band3(发送频带：1710-1785mhz)。

接收滤波器15是将频段c的接收频带(第3频带)作为通带的第3弹性波滤波器。接收滤波器15与节点n2连接。接收滤波器15输入从共用端子100输入的高频接收信号，并输出给输入输出端子95。另外，作为频段c的接收频带，例如可应用lte的band3(接收频带：1805-1880mhz)。

另外，在本实施方式涉及的多工器1中，不经由电感器20地连接于节点n1的第1弹性波滤波器并不限定于收发滤波器，也可以是发送滤波器以及接收滤波器的任一者。此外，不经由电感器20地连接于节点n1的第1弹性波滤波器不限定为一个，也可以为两个以上。此外，发送滤波器12、14以及接收滤波器13、15分别也可以是发送滤波器、接收滤波器以及收发滤波器的任一者。此外，与节点n2直接连接的弹性波滤波器不限定为四个，只要为两个以上即可。

收发滤波器11、发送滤波器12以及14和接收滤波器13以及15是弹性波滤波器，大致具有电容性阻抗。根据本实施方式涉及的多工器1的上述结构，相对于不与电感器20的另一端连接的电容性的收发滤波器11，通过电感器20使与节点n2连接的发送滤波器12、14、以及接收滤波器13、15的合成(并联)电路的从节点n1观察的阻抗为电感性。由此，能够使从节点n1观察的收发滤波器11的阻抗与从节点n1观察的上述合成电路的阻抗为复共轭的关系，因此构成多工器1的各弹性波滤波器间的阻抗匹配良化，能够实现低损耗的多工器1。

在此，对在电感器20并联连接了两个以上的弹性波滤波器的本实施方式的结构、和在用于使得向电感性阻抗偏移的电感器仅连接了一个弹性波滤波器的比较例的结构进行比较。本实施方式的结构与比较例的结构相比，使电抗小的上述合成电路向电感性区域偏移，因此能够将用于使得向该电感性区域偏移的电感器20的电感值设定得小。由此，能够降低被串联连接的电感器20引起的传播损耗，进而能够将多工器1小型化。

此外，相对于发送滤波器12、14、以及接收滤波器13、15各自的单体的阻抗，上述合成电路的阻抗在导纳圆图中的等电导圆上按顺时针偏移。由此，本实施方式的上述合成电路与比较例的一个弹性波滤波器相比，位于电容性区域当中的电抗小的低阻抗区域。因而，通过电感器20从电容性区域在等电阻圆上按顺时针偏移的上述合成电路的阻抗在史密斯圆图中位于更外周(阻抗的粘附被改善)。由此，从节点n1观察的上述合成电路的阻抗当中的收发滤波器11的通带(频段a)中的反射损耗变小(反射系数变大)。由此，可降低收发滤波器11的插入损耗。

以上，根据本实施方式，能够提供低损耗且被小型化的多工器1。

[1.2弹性波滤波器的构造]

在此，对构成多工器1的各弹性波滤波器的电路结构、以及构成弹性波滤波器的弹性波谐振器的构造进行例示。

图2a是示出构成实施方式1涉及的多工器1的各弹性波滤波器的电路结构的第1例的图。此外，图2b是示出构成实施方式1涉及的多工器1的弹性波滤波器的电路结构的第2例的图。

构成本实施方式涉及的多工器1的收发滤波器11、发送滤波器12以及14和接收滤波器13以及15例如具有图2a所示的弹性波滤波器10a或图2b所示的弹性波滤波器10b的电路结构。

图2a所示的弹性波滤波器10a具备串联臂谐振器101～105、并联臂谐振器151～154、和电感器161。

串联臂谐振器101～105串联配置在将输入输出端子110和输入输出端子120连结的路径。此外，并联臂谐振器151～154分别连接在串联臂谐振器101～105、输入输出端子110以及120的各连接点与接地之间。根据上述连接结构，弹性波滤波器10a构成了梯型的带通滤波器。此外，电感器161连接在并联臂谐振器151、152以及153的连接点与接地之间，调整滤波器通过特性中的衰减极。在弹性波滤波器10a应用于收发滤波器11、发送滤波器12以及14和接收滤波器13以及15的任一者的情况下，输入输出端子110与节点n1或节点n2连接。另外，在作为构成多工器1的弹性波滤波器的第1例而示出的弹性波滤波器10a中，串联臂谐振器以及并联臂谐振器的数量是任意的，此外，也可以不具有电感器161。

图2b所示的弹性波滤波器10b具备纵耦合型滤波器部203、串联臂谐振器201以及202、和并联臂谐振器261～263。

纵耦合型滤波器部203例如具有9个idt，该9个idt分别由相互对置的一对idt电极构成。串联臂谐振器201以及202和并联臂谐振器261以及262构成了梯型滤波器部。根据上述连接结构，弹性波滤波器10b构成带通滤波器。在弹性波滤波器10b应用于收发滤波器11、发送滤波器12以及14和接收滤波器13以及15的任一者的情况下，输入输出端子110与节点n1或节点n2连接。另外，在作为构成多工器1的弹性波滤波器的第2例而示出的弹性波滤波器10b中，串联臂谐振器以及并联臂谐振器的数量、以及构成纵耦合型滤波器部203的idt的数量是任意的。

图3是示意性地表示实施方式1涉及的弹性波滤波器的弹性波谐振器的俯视图以及剖视图。在该图中例示了表示构成图2a所例示的弹性波滤波器10a的多个弹性波谐振器当中的串联臂谐振器101的构造的俯视示意图以及剖视示意图。另外，图3所示的串联臂谐振器101用于说明上述多个弹性波谐振器的典型构造，构成电极的电极指的根数、长度等并不限定于此。

串联臂谐振器101由具有压电性的基板250和idt(interdigitaltransducer，叉指换能器)电极22构成。如图3的俯视图所示，在基板250上形成有相互对置的一对idt电极22a以及22b。idt电极22a由相互平行的多个电极指222a和将多个电极指222a连接的汇流条电极221a构成。此外，idt电极22b由相互平行的多个电极指222b和将多个电极指222b连接的汇流条电极221b构成。多个电极指222a以及222b沿着与x轴方向正交的方向形成。

此外，由多个电极指222a以及222b和汇流条电极221a以及221b构成的idt电极22如图3的剖视图所示成为密接层223与主电极层224的层叠构造。

密接层223是用于提高基板250与主电极层224的密接性的层，作为材料，例如可使用ti。密接层223的膜厚例如为12nm。

主电极层224，作为材料，例如可使用含有1％的cu的al。主电极层224的膜厚例如为162nm。

保护层225形成为覆盖idt电极22a以及22b。保护层225是以保护主电极层224不受外部环境影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。

另外，构成密接层223、主电极层224以及保护层225的材料并不限定于上述的材料。进而，idt电极22也可以不是上述层叠构造。idt电极22例如可以由ti、al、cu、pt、au、ag、pd等金属或合金构成，此外，也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。此外，也可以不形成保护层225。

接下来，对基板250的层叠构造进行说明。

基板250具备支承基板253、能量陷获层(energytrappinglayer)252和压电体层251，并具有支承基板253、能量陷获层252以及压电体层251依次在z轴方向上层叠的构造。

压电体层251例如可使用litao3压电单晶或压电陶瓷。

支承基板253是对压电体层251、能量陷获层252以及idt电极22进行支承的基板。

能量陷获层252由一个层或多个层构成，在其至少一个层传播的弹性体波的速度大于在压电体层251附近传播的弹性波的速度。例如，如图3的(b)所示，成为低声速层254与高声速层255的层叠构造。低声速层254是与在压电体层251传播的弹性波的声速相比低声速层254中的体波的声速成为低速的膜。高声速层255是与在压电体层251传播的弹性波的声速相比高声速层255中的体波的声速成为高速的膜。另外，也可以将支承基板253设为高声速层。

此外，例如，如图3的(c)所示，能量陷获层252是具有声阻抗相对低的低声阻抗层256和声阻抗相对高的高声阻抗层257交替地层叠的结构的声阻抗层258。

根据上述结构，使用了具有压电性的基板250的弹性波谐振器由于压电体层251的介电常数高，因此处于示出电容性的阻抗的倾向。

图4是表示实施方式1涉及的弹性波谐振器的阻抗特性的曲线图。如该图所示，弹性波谐振器的阻抗在谐振频率fr成为极小，在反谐振频率fa成为极大，除了谐振频率fr与反谐振频率fa之间的频带之外示出电容性。

在此，预先对作为构成本实施方式涉及的多工器的弹性波滤波器而应用的梯型的声表面波滤波器的工作原理进行说明。构成梯型的弹性波滤波器的并联臂谐振器具有谐振频率frp以及反谐振频率fap(＞frp)。此外，串联臂谐振器具有谐振频率frs以及反谐振频率fas(＞frs＞frp)。通过使并联臂谐振器的反谐振频率fap与串联臂谐振器的谐振频率frs接近，从而并联臂谐振器的阻抗接近于0的谐振频率frp附近成为低频侧阻带。此外，由此，若频率变高，则在反谐振频率fap附近并联臂谐振器的阻抗变高，且在谐振频率frs附近串联臂谐振器的阻抗接近于0。由此，反谐振频率fap～谐振频率frs的附近成为信号通带。若频率进一步变高而成为反谐振频率fas附近，则串联臂谐振器的阻抗变高，成为高频侧阻带。

根据上述工作原理，梯型的弹性波滤波器的阻抗除了通带之外示出电容性。

根据本实施方式涉及的多工器1的电路结构，能够使具有电容性阻抗的各弹性波滤波器间的阻抗匹配良化，能够使多工器1低损耗化以及小型化。

另外，构成本实施方式涉及的多工器1的收发滤波器11、发送滤波器12以及14和接收滤波器13以及15例如由具有上述的层叠构造的声表面波(saw：surfaceacousticwave)谐振器构成。另外，上述各弹性波滤波器并不限定于上述的声表面波器件，也可以是baw(bulkacousticwave，体声波)器件、或fbar(filmbulkacousticresonator，薄膜体声波谐振器)等。另外，saw不仅包含表面波还包含边界波。

以下，关于本实施方式涉及的多工器1的作用效果，与比较例涉及的多工器500比较来详细地说明。

[1.3比较例涉及的多工器的结构]

图5是比较例涉及的多工器500的电路结构图。如该图所示，多工器500具备收发滤波器11、发送滤波器12以及14、接收滤波器13以及15、电感器520、和共用端子100。比较例涉及的多工器500与实施方式1涉及的多工器1比较，电感器520的连接结构不同。以下，关于比较例涉及的多工器500，以与实施方式1涉及的多工器1不同的点为中心来进行说明。

电感器520的一端与节点n1连接，另一端与发送滤波器14连接。

收发滤波器11是将频段a的收发频带作为通带的弹性波滤波器，与共用端子100直接连接。发送滤波器12是将频段b的发送频带作为通带的弹性波滤波器，与共用端子100直接连接。接收滤波器13是将频段b的接收频带作为通带的弹性波滤波器，与共用端子100直接连接。发送滤波器14是将频段c的发送频带作为通带的弹性波滤波器，与电感器520的另一端连接。接收滤波器15是将频段c的接收频带作为通带的弹性波滤波器，与共用端子100直接连接。

根据比较例涉及的多工器500的上述结构，相对于未连接电感器520的电容性的收发滤波器11、发送滤波器12、接收滤波器13以及15，通过电感器520使发送滤波器14的从节点n1观察的阻抗为电感性。由此，能够使从节点n1观察的发送滤波器14的阻抗与从节点n1观察的收发滤波器11、发送滤波器12、接收滤波器13以及15的合成(并联)电路的阻抗为复共轭的关系。

在该情况下，由于仅一个发送滤波器14与电感器520连接，因此发送滤波器14与实施方式1涉及的多工器1中的4个弹性波滤波器的合成电路相比，电抗大。因而，用于使发送滤波器14向电感性区域偏移的电感器520的电感值设定得比实施方式1涉及的多工器1的电感器20的电感值大。由此，配置了发送滤波器14的路径的传播损耗变大，多工器500进一步大型化。

图6a是示出比较例涉及的发送滤波器14的阻抗的史密斯圆图。在该图的(a)中示出从共用端子100侧观察发送滤波器14的情况下的、通过电感器520而相位偏移的前后的自频带(频段c的发送频带)中的阻抗，在该图的(b)中示出从共用端子100侧观察发送滤波器14的情况下的、通过电感器520而相位偏移的前后的频段a中的阻抗。如图6a所示，发送滤波器14的阻抗通过电感器520从电容性区域在等电阻圆(虚轴)上按顺时针偏移。起因于该等电阻圆上的相位偏移，如图6a的(b)所示，若电感器520引起的相位偏移后的发送滤波器14的频段a中的阻抗位于比电感器520引起的相位偏移前的阻抗更靠左侧区域，则相位偏移后的阻抗在史密斯圆图中会位于更靠内侧(阻抗的粘附恶化)。相对于此，若欲使电感器520引起的相位偏移后的发送滤波器14的频段a中的阻抗位于比电感器520引起的相位偏移前的阻抗更靠右侧区域，则需要增大相位偏移量，具有大的电感值的电感器520变得必要，发送滤波器14的传播损耗变大，多工器500进一步大型化。

在此，发送滤波器14单体的阻抗z0用以下的式1表示。

z0＝za+jzb(式1)

此外，若将电感器520的电感值设为l，则相位偏移后的发送滤波器14的阻抗z1用以下的式2表示。

z1＝za+jzb+jωl(式2)

在此，发送滤波器14的阻抗z1位于比阻抗z0更靠左侧区域这一情况用以下的式3表示。

|jzb|＞|jzb+jωl|(式3)

也就是说，在阻抗z1的电抗小于阻抗z0的电抗的情况下，尤其是，衰减带的阻抗会位于史密斯圆图的更内侧，所谓的阻抗的粘附会恶化。

图6b是对比较例涉及的发送滤波器14中的相位偏移前后的反射特性进行了比较的曲线图。如该图所示，在满足上述式3的条件下，关于从共用端子100观察的发送滤波器14的反射损耗，在所有频率中，电感器520引起的相位偏移后的反射损耗增大，在未连接电感器520的收发滤波器11的通带(频段a)中也增大。

[1.4实施方式1涉及的多工器的作用效果]

图7a是示出实施方式1涉及的发送滤波器12、发送滤波器14、接收滤波器13以及接收滤波器15单体、和这些滤波器的合成电路的从节点n2观察的阻抗的史密斯圆图。上述合成电路是在各弹性波滤波器并联附加了电容成分的电路，因此上述合成电路的阻抗相对于各弹性波滤波器的阻抗在导纳圆图上的等电导圆(虚轴)上按顺时针偏移。由此，如图7a所示，从节点n2观察的上述合成电路的频段a中的阻抗与从节点n2观察的发送滤波器12、14、接收滤波器13以及接收滤波器15的各单体的频段a中的阻抗比较，向电容性且低阻抗区域偏移，因此位于史密斯圆图的更外侧，可改善所谓的阻抗的粘附。

图7b是对实施方式1涉及的接收滤波器13单体以及上述合成电路的节点n2处的反射特性进行了比较的曲线图。如该图所示，节点n2处的上述合成电路的频段a中的反射损耗与接收滤波器13单体的频段a中的反射损耗比较变小。

图7c是示出实施方式1涉及的发送滤波器12、发送滤波器14、接收滤波器13以及接收滤波器15的合成电路的从节点n1以及节点n2观察的阻抗的史密斯圆图。如该图所示，上述合成电路的从节点n1观察的频段a中的阻抗，通过电感器20，相对于从节点n2观察的频段a中的阻抗，在史密斯圆图的等电阻圆(虚轴)上按顺时针偏移。此时，如图7a所示，上述合成电路的从节点n2观察的频段a中的阻抗与各弹性波滤波器单体的频段a中的阻抗相比，向电容性且低阻抗区域偏移。因而，即便电感器20的电感值小，也能够使上述合成电路的从节点n1观察的频段a中的阻抗相对于上述合成电路的从节点n2观察的频段a中的阻抗位于右侧区域。即，以下的式4成立。

|jzb|＜|jzb+jωl|(式4)

也就是说，从节点n1观察的上述合成电路的频段a中的阻抗与从节点n2观察的上述合成电路的频段a中的阻抗比较，位于电感性区域且史密斯圆图的更外侧，可改善所谓的阻抗的粘附。

图7d是对实施方式1涉及的上述合成电路的节点n1以及节点n2处的反射特性进行了比较的曲线图。如该图所示，节点n1处的上述合成电路的频段a中的反射损耗比节点n2处的上述合成电路的频段a中的反射损耗降低。

图8是对实施方式1以及比较例涉及的上述合成电路的节点n1处的反射特性进行了比较的曲线图。如该图的(c)所示，与比较例涉及的多工器500相比，实施方式1涉及的多工器1的从节点n1观察的上述合成电路的频段a中的阻抗的反射损耗变小。

图9a是对实施方式1以及比较例涉及的多工器的收发滤波器11的通过特性进行了比较的曲线图。在实施方式1涉及的多工器1中，图8所示的上述合成电路的频段a中的反射损耗被降低，从而如图9a所示，收发滤波器11的通带中的插入损耗被降低。

图9b是表示实施方式1涉及的收发滤波器11与上述合成电路在各频段中的复共轭所引起的阻抗匹配的史密斯圆图。如该图的(a)所示，在本实施方式涉及的多工器1中，通过使不与电感器20连接的收发滤波器11的从节点n1观察的阻抗、和与电感器20共用连接的发送滤波器12、发送滤波器14、接收滤波器13以及接收滤波器15的合成电路的从节点n1观察的阻抗为复共轭的关系，从而使各弹性波滤波器间的阻抗匹配良化，实现了多工器1的低损耗化。在图9b的(b)～(f)中分别示出从节点n1观察的收发滤波器11的阻抗与从节点n1观察的上述合成电路的阻抗的、(b)频段b发送频带中的复共轭、(c)频段b接收频带中的复共轭、(d)频段a中的复共轭、(e)频段c发送频带中的复共轭、以及(f)频段c接收频带中的复共轭。可知，在任一个通带中，基于上述的复共轭的合成阻抗均与基准阻抗(例如50ω)匹配。由此，可降低各通带中的插入损耗，所以可实现多工器1的低损耗化。

另外，在本实施方式涉及的多工器1中，不与电感器20的另一端连接的弹性波滤波器(收发滤波器11)的通带较之于与电感器20的另一端连接的其他弹性波滤波器的通带，可以处于高频侧。

电感器20(电感值l)所引起的上述并联电路的给定的角频率ω下的相位偏移量成为jωl。由此，电感器20所引起的上述并联电路的衰减带(频段a：角频率ωa)中的相位偏移量成为jωal，由于ωa大，相应地能够减小电感值l。由此，能够贡献于多工器1的低损耗以及小型化。

根据对高输出移动站(hpue：highpoweruserequipment，高功率用户设备)的对应要求，关于由3gpp(thirdgenerationpartnershipproject，第三代合作伙伴计划)规定的lte频段的频率分配当中的tdd(时分双工)频段，要求从便携电话等的天线端输出的信号功率相对于fdd(频分双工)频段的发送功率(例如23dbm)增大3db(例如26dbm)，使得能够由一个基站覆盖宽的范围。

在tdd频段中，尤其在lte的band40、band41这样的频率更高的通信频段，频带附近的衰减要求也严格。因而，具有滤波器的通带内的插入损耗比其他频段的滤波器的插入损耗变大的趋势。

从上述观点出发，也希望在将本实施方式涉及的多工器1作为应对hpue的系统来使用的情况下，作为不与电感器20的另一端连接的弹性波滤波器(收发滤波器11)，应用于要求应对低损耗的band40以及band41。由此，能够提供应对hpue的低损耗且小型的多工器1。

[1.5实施方式1涉及的多工器的配置结构]

图10是构成实施方式1涉及的多工器1的电路元件的配置结构图。如该图所示，在本实施方式涉及的多工器1中，在安装基板50上安装有收发滤波器11、发送滤波器12、发送滤波器14、接收滤波器13以及接收滤波器15。此外，共用端子100和上述各弹性波滤波器通过形成在安装基板50上的布线而连接。

在此，希望将节点n1和收发滤波器11连接的布线31短于将节点n1和电感器20连接的布线32。

根据上述配置结构，能够缩短布线31，因此能够尽量排除不与电感器20的另一端连接的收发滤波器11的阻抗由于不想要的布线的寄生电感等而发生了相位偏移的情况。由此，能够使从节点n1观察的收发滤波器11的阻抗与从节点n1观察的上述合成电路的阻抗为更高精度的复共轭的关系。

[1.6变形例涉及的多工器]

本变形例涉及的多工器的电路结构与图1所示的实施方式1涉及的多工器1的电路结构相同，但本变形例涉及的多工器与实施方式1涉及的多工器1不同点在于，规定了各弹性波滤波器的具体的电路结构。以下，关于本变形例涉及的多工器，以与实施方式1涉及的多工器1不同的结构为中心来进行说明。

图11a是示出构成实施方式1的变形例涉及的多工器的各弹性波滤波器单体的频段a中的反射特性的曲线图。如该图所示，在与电感器20的另一端连接的发送滤波器12、发送滤波器14、接收滤波器13以及接收滤波器15之中，接收滤波器13(第2弹性波滤波器)的频段a中的反射损耗大于其他弹性波滤波器的频段a中的反射损耗。

图11b是说明梯型滤波器的构造导致的阻抗的差异的导纳圆图。在该图的(a)中示出与输入输出端子110最接近连接的弹性波谐振器为串联臂谐振器101的梯型的弹性波滤波器(记为弹性波滤波器a)的、从输入输出端子110观察的频段a中的阻抗。此外，在该图的(b)中示出与输入输出端子110最接近连接的弹性波谐振器为并联臂谐振器151的梯型的弹性波滤波器(记为弹性波滤波器b)的、从输入输出端子110观察的频段a中的阻抗。将上述弹性波滤波器a或b与其他弹性波滤波器一起共用连接于节点n2的合成电路的阻抗，相对于弹性波滤波器a或b单体的阻抗，在等电导圆上按顺时针偏移，向低阻抗侧偏移。此时，上述偏移量越大，上述合成电路的阻抗越向导纳圆图的更外周偏移，因此反射损耗的改善量变得越大。从该观点出发，在本变形例涉及的多工器中，将频段a中的反射损耗最大的接收滤波器13的电路结构设为上述弹性波滤波器a的电路结构。即，节点n2(第2共用连接端子)与接收滤波器13具有的弹性波谐振器当中的串联臂谐振器101连接。

在节点n2连接有串联臂谐振器101的接收滤波器13(第2弹性波滤波器)的从节点n2侧观察的阻抗具有电容性且大的电抗。因而，通过与其他弹性波滤波器的并联连接，从而在将频段a的阻抗向低阻抗侧偏移时，偏移量变大。因而，能够使被并联连接的合成电路的频段a中的阻抗位于史密斯圆图的更外周，能够减小频段a中的反射损耗。由此，可降低收发滤波器11(第1弹性波滤波器)的插入损耗。

另外，在上述变形例中，与节点n2连接的发送滤波器12、发送滤波器14、接收滤波器13以及接收滤波器15当中，仅接收滤波器13具有上述弹性波滤波器a的结构，但其他发送滤波器12、发送滤波器14、以及接收滤波器15也是可以具有上述弹性波滤波器a的结构。

由此，在节点n2连接有串联臂谐振器101的发送滤波器12、发送滤波器14、接收滤波器13以及接收滤波器15各自的从节点n2侧观察的阻抗具有电容性且大的电抗。因而，这些滤波器的并联连接所构成的合成电路的频段a中的阻抗在向低阻抗侧偏移时，能够确保大的偏移量。因而，能够使上述合成电路的频段a中的阻抗位于史密斯圆图的更外周，能够进一步减小频段a中的反射损耗。由此，可进一步降低收发滤波器11(第1弹性波滤波器)的插入损耗。

(实施方式2)

在本实施方式中，示出相对于实施方式1涉及的多工器1而具有在节点n1不经由电感元件地连接有多个弹性波滤波器的结构的多工器2。

图12是实施方式2涉及的多工器2的电路结构图。如该图所示，多工器2具备收发滤波器11以及16、发送滤波器12以及14、接收滤波器13以及15、电感器20、和共用端子100。此外，多工器2还具备：设置在将共用端子100和电感器20的一端连结的路径上的节点n1(第1共用连接端子)、和设置在将发送滤波器12、14、接收滤波器13、15和电感器20的另一端连结的路径上的节点n2(第2共用连接端子)。另外，共用端子100和节点n1可以是同一端子，在该情况下，共用端子100相当于第1共用连接端子。

本实施方式涉及的多工器2与实施方式1涉及的多工器1比较，不同点在于，具有不经由电感器20地与节点n1连接的收发滤波器16。以下，关于本实施方式涉及的多工器2，对与实施方式1涉及的多工器1相同的点省略说明，以不同点为中心来进行说明。

收发滤波器16是将频段d的收发频带(第5频带)作为通带的第5弹性波滤波器。收发滤波器16不经由电感器20地连接于节点n1。收发滤波器16经由输入输出端子96输入由发送电路(rfic等)生成的高频发送信号，并输出给节点n1。此外，收发滤波器16输入从共用端子100输入的高频接收信号，并输出给输入输出端子96。另外，作为频段d，例如可应用lte的band41(收发频带：2496-2690mhz)。

在此，频段a、频段b发送频带、频段b接收频带、频段c发送频带、频段c接收频带、以及频段d当中的频段a和频段d在频率中彼此相邻。

由此，频段a和频段d接近，因此从节点n1观察的、发送滤波器12、14、接收滤波器13、15的合成电路的阻抗当中在包含频段a以及频段d的频带中的反射损耗变小(反射系数变大)。此外，与将收发滤波器16连同发送滤波器12、14、接收滤波器13、15一起连接于节点n2的合成电路比较，由于收发滤波器16不与电感器20的另一端连接，因此能够降低收发滤波器16的插入损耗。由此，能够提供低损耗且被小型化的多工器2。

(实施方式3)

在本实施方式中，示出针对实施方式1以及2涉及的多工器进一步抑制了发送信号的互调失真导致的接收灵敏度的劣化的电路结构。

图13是示出实施方式3涉及的多工器3的(a)电路结构图、(b)等效电路、以及(c)通过特性的图。如该图的(a)所示，多工器3具备发送滤波器12以及14、接收滤波器13以及15、电感器20、和共用端子100。此外，多工器3还具备：设置在将共用端子100和电感器20的一端连结的路径上的节点n1(第1共用连接端子)、和设置在将发送滤波器12、14、接收滤波器15和电感器20的另一端连结的路径上的节点n2(第2共用连接端子)。另外，共用端子100和节点n1可以是同一端子，在该情况下，共用端子100相当于第1共用连接端子。

本实施方式涉及的多工器3与实施方式1涉及的多工器1比较，构成多工器3的弹性波滤波器的连接结构不同。以下，关于本实施方式涉及的多工器3，对与实施方式1涉及的多工器1相同的点省略说明，以不同点为中心来进行说明。

接收滤波器13是将频段b的接收频带(第1频带)作为通带的第1弹性波滤波器。接收滤波器13不经由电感器20地连接于节点n1。接收滤波器13输入从共用端子100输入的高频接收信号，并输出给输入输出端子93。另外，作为频段b的接收频带，例如可应用lte的band1(接收频带：2110-2170mhz)。此外，作为频段b的接收频带，例如可应用lte的band66(接收频带：2110-2200mhz)。

发送滤波器12是将频段b的发送频带(第2频带)作为通带的第2弹性波滤波器。发送滤波器12与节点n2连接。发送滤波器12经由输入输出端子92输入由发送电路(rfic等)生成的高频发送信号，并输出给节点n2。另外，作为频段b的发送频带，例如可应用lte的band1(发送频带：1920-1980mhz)。

发送滤波器14是将频段c的发送频带(第3频带)作为通带的第3弹性波滤波器。发送滤波器14与节点n2连接。发送滤波器14经由输入输出端子94输入由发送电路(rfic等)生成的高频发送信号，并输出给节点n2。另外，作为频段c的发送频带，例如可应用lte的band3(发送频带：1710-1785mhz)。

接收滤波器15是将频段c的接收频带(第4频带)作为通带的第4弹性波滤波器。接收滤波器15与节点n2连接。接收滤波器15输入从共用端子100输入的高频接收信号，并输出给输入输出端子95。另外，作为频段c的接收频带，例如可应用lte的band3(接收频带：1805-1880mhz)。

频段b的接收频带(第1频带)在频段b的接收频带(第1频带)、频段b的发送频带(第2频带)、以及频段c的发送频带(第3频带)之中处于最高频侧。

在上述结构中，例如，在将频段b的发送频带的高频发送信号和频段c的发送频带的高频发送信号同时发送(2上行链路ca)的情况下，通过发送滤波器12的频段b的发送频带的高频发送信号和通过发送滤波器14的频段c的发送频带的高频发送信号所产生的互调失真的频率与频段b的接收频带的至少一部分重复。

相对于此，在本实施方式涉及的多工器3中，如图13的(c)所示，接收滤波器15和电感器20构成了将频段b的发送频带以及频段c的发送频带作为通带并将频段b的接收频带作为衰减带的低通型滤波器。具体地，如图13的(b)所示，接收滤波器15和电感器20构成具有包含电感器18l以及电容器18c的等效电路的低通型滤波器18。

由此，能够通过低通型滤波器18使由频段b的发送频带(第2频带)的高频发送信号和频段c的发送频带(第3频带)的高频发送信号产生的互调失真成分衰减，因此能够抑制该互调失真成分经由节点n1流入接收滤波器13。由此，能够抑制起因于互调失真的接收灵敏度的劣化。

图14是示出实施方式3的变形例涉及的多工器4的(a)电路结构图、(b)等效电路、以及(c)通过特性的图。如该图的(a)所示，多工器4具备发送滤波器12以及14、接收滤波器13以及15、收发滤波器17、电感器20、和共用端子100。此外，多工器4还具备：设置在将共用端子100和电感器20的一端连结的路径上的节点n1(第1共用连接端子)、和设置在将发送滤波器12、14、接收滤波器15和电感器20的另一端连结的路径上的节点n2(第2共用连接端子)。另外，共用端子100和节点n1也可以是同一端子，在该情况下，共用端子100相当于第1共用连接端子。

本变形例涉及的多工器4与实施方式3涉及的多工器3比较，不同点在于，具有不经由电感器20地与节点n1连接的收发滤波器17。以下，关于本变形例涉及的多工器4，对与实施方式3涉及的多工器3相同的点省略说明，以不同点为中心来进行说明。

收发滤波器17是将频段e的收发频带(第5频带)作为通带的第5弹性波滤波器。收发滤波器17不经由电感器20地连接于节点n1。收发滤波器17经由输入输出端子97输入由发送电路(rfic等)生成的高频发送信号，并输出给节点n1。此外，收发滤波器17输入从共用端子100输入的高频接收信号，并输出给输入输出端子97。另外，作为频段e，例如可应用lte的band40(收发频带：2300-2400mhz)或、band41(收发频带：2496-2690mhz)。

接收滤波器15是将频段c的接收频带(第6频带)作为通带的第6弹性波滤波器。接收滤波器15与节点n2连接。接收滤波器15输入从共用端子100输入的高频接收信号，并输出给输入输出端子95。另外，作为频段c的接收频带，例如可应用lte的band3(接收频带：1805-1880mhz)、或、band32(接收频带：1452-1496mhz)。

频段b的接收频带(第1频带)在频段b的接收频带(第1频带)、频段b的发送频带(第2频带)、以及频段c的发送频带(第3频带)之中处于最高频侧。

在上述结构中，例如，在将频段b的发送频带的高频发送信号和频段c的发送频带的高频发送信号同时发送(2上行链路ca)的情况下，通过发送滤波器12的频段b的发送频带的高频发送信号和通过发送滤波器14的频段c的发送频带的高频发送信号所产生的互调失真的频率与频段b的接收频带的至少一部分重复。

相对于此，在本变形例涉及的多工器4中，如图14的(c)所示，接收滤波器15、收发滤波器17和电感器20构成了将频段b的发送频带以及频段c的发送频带作为通带并将频段b的接收频带作为衰减带的低通型滤波器。具体地，如图14的(b)所示，接收滤波器15、收发滤波器17和电感器20构成具有包含电感器19l、电容器19c1以及19c2的等效电路的低通型滤波器19。

由此，能够通过低通型滤波器19使由频段b的发送频带(第2频带)的高频发送信号和频段c的发送频带(第3频带)的高频发送信号产生的互调失真成分衰减，因此能够抑制该互调失真成分经由节点n1流入接收滤波器13。由此，能够抑制起因于互调失真的接收灵敏度的劣化。另外，本变形例涉及的低通型滤波器19与实施方式3涉及的低通型滤波器18比较，并联附加了收发滤波器17的等效电容成分，因此能够进一步提高从通带向衰减带的过渡区域的陡峭性。

(其他实施方式)

以上，关于本发明涉及的多工器，列举实施方式以及变形例进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式以及变形例。在不脱离本发明主旨的范围内对上述实施方式以及变形例实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的多工器的各种设备也包含于本发明。

此外，例如，在上述实施方式以及变形例涉及的多工器中，也可以在各构成要素之间连接电感器以及电容器等的匹配元件、和开关电路。另外，电感器也可以包含将各构成要素间相连的布线所构成的布线电感器。

产业上的可利用性

本发明作为能够应用于被多频段化以及多模式化的频率标准的低损耗的多工器而能够广泛利用于便携电话等的通信设备。