升降压型恒流源负载驱动装置的制作方法

本发明涉及恒流源负载驱动装置，具体而言，涉及一种升降压型恒流源负载驱动装置，以及包含所述驱动装置的照明灯具。

背景技术：

目前，发光二极管(led)照明光源已经得到广泛应用。作为led光源的主力驱动电源，在市场初期，多款专业的led恒流开关电源控制器就已出现；随后，逐渐成熟专业的驱动集成电路大大促进了led照明市场的启动和成长。

第一代较为成熟的非隔离led降压恒流控制器的电路结构，如图1所示。随着中低端市场的出货量迅速上升，市场对led驱动电源的成本又提出新的要求。目前开始流行的新一代led降压恒流控制器的电路结构，如图2所示。

图1和图2电路结构的主要不同在于，图2电路省掉控制芯片的供电电阻103和供电电容104，控制芯片200的供电直接来自电网电压整流滤波后的高压vin；其他外围元件和连接关系均与图1相同。图2所示新一代恒流控制器虽然少了外围元件，但是控制芯片本身的设计和生产难度都有较大的提高。比如，控制芯片200内部集成有耐压700v以上、能瞬时提供50ma以上输出电流的jfet(结场效应管)，这一jfet避免不了面积较大。因此，控制芯片200不仅设计和生产技术难度大，成本也会有所上升。此外，图1和图2电路中，所采用的led开路保护方法一样，都通过电阻105设置最高输出电压来实现开路保护。由于这种开路保护方法不能实现精确的输出电压检测，所实现的开路保护很粗糙，误差相当大(大于+/-25％)。这可以说是两者共同的缺陷。

技术实现要素：

本发明的目的是，针对现有技术中led降压恒流控制器所存在的以上问题，提供一种新的恒流源负载驱动方案，既能减省控制器芯片的外围元件，又不增加控制器芯片本身的技术难度和成本，同时在性能上还有所提升。

根据本发明的第一方面，提供一种升降压型恒流源负载驱动装置，包括控制器集成电路、功率转换级以及一供电电阻，所述功率转换级包括功率开关、电感、续流二极管、电容以及检测电阻，其中，功率开关的漏极与输入电压源vin连接，源极经所述电感与续流二极管的正极连接；续流二极管的负极连接所述供电电阻与电容一端之间的vcc节点；电容另一端连接至所述控制器集成电路的参考地，为所述集成电路供电，并用作所述恒流源负载的滤波电容；检测电阻连接在所述恒流源负载与所述集成电路的参考地之间，用以产生负载电流的检测信号cs；并且，控制器集成电路基于所述负载电流检测信号cs，确定所述恒流源负载的平均电流，并控制所述功率开关的闭合与断开。

根据第二方面，提供一种升降压型恒流源负载驱动装置，包括控制器集成电路、功率转换级以及一供电电阻，所述功率转换级包括功率开关、电感、续流二极管、电容以及检测电阻，其中，功率开关的漏极与输入电压源vin连接，源极经所述电感与续流二极管的正极连接；续流二极管的负极连接所述供电电阻与电容一端之间的vcc节点；电容另一端连接至所述恒流源负载与检测电阻一端之间的节点，为所述集成电路供电，并用作所述恒流源负载的滤波电容；检测电阻的另一端连接至所述集成电路的参考地，用以产生负载电流的检测信号cs；并且，控制器集成电路基于所述负载电流检测信号cs，确定所述恒流源负载的平均电流，并控制所述功率开关的闭合与断开。

在第一、二方面中，优选的是，所述供电电阻连接在输入电压源vin与vcc节点之间。

优选的是，所述控制器集成电路包括恒流电路，所述恒流电路包括：误差放大电路，一输入端接收所述负载电流检测信号cs，另一输入端接收第一参考信号，其输出端产生经放大的误差信号；第一比较器，将所述经放大的误差信号与锯齿波信号进行比较，并产生一脉宽调制信号。

优选的是，所述控制器集成电路还包括开路保护电路与驱动器，所述开路保护电路包括：第一、二电阻，串联连接在所述vcc节点与集成电路的参考地之间；第二比较器，一输入端连接第一电阻与第二电阻之间的节点，接收vcc节点电压在第二电阻上的分压信号；另一输入端接收第二参考信号，输出端产生过压保护信号ovp；与电路，一输入端接收所述过压保护信号ovp，另一输入端接收所述恒流电路中第一比较器产生的脉宽调制信号；并且，驱动器，输入端连接所述与电路的输出端，其输出端连接所述功率开关的栅极。

优选的是，所述控制器集成电路还包括电源管理电路，用以检测所述vcc节点电压是否在正常范围内，并为所述集成电路内其他电路提供工作电压和电流。

优选的是，所述恒流源负载为led负载。

根据第三方面，提供一种照明灯具，包括上述第一、二方面中所述的驱动装置以及led负载。

按照本发明创新的升降压型恒流源负载驱动装置，外围元件的种类、数量达到与图2电路一样，控制器芯片(集成电路)却能够采用普通工艺设计生产，其成本可做到比图2电路中控制芯片的成本更低。并且，本发明驱动装置通过直接检测输出电压vcc实现开路保护，保护精度大幅提高。

在led照明市场竞争极度激烈的现状下，一分钱的成本优势都可能决定驱动芯片的生存和死亡。所以，只要有成本优势，市场优势就会凸显，生存优势就会更加明显，这正是本发明的价值所在。

附图说明

为更好地理解本发明，下文以实施例结合附图对本发明作进一步说明。附图中：

图1为现有技术中第一代非隔离led降压恒流控制器的电路结构图；

图2为现有技术中新一代led降压恒流控制器的电路结构图；

图3为本发明一实施例的升降压型恒流源负载驱动装置的电路结构图；

图4为图3中恒流电路370的一种示例；

图5为图3中开路保护电路360的一种示例；

图6为本发明另一实施例的升降压型恒流源负载驱动装置的电路结构图。

具体实施方式

发明人考虑，既要减省外围元件，控制芯片又要做到简单、成本低，只能想办法设计一种新的电路结构。参照图3，图3为本发明一实施例的升降压型恒流源负载驱动装置的电路结构图。与图1、图2恒流控制器的拓扑结构不同，该驱动装置不是降压型拓扑；它也不是升压型拓扑，亦不同于一般的升降压型拓扑，而是一种新的变种升降压型拓扑。

如图3所示，用以驱动led负载111的驱动装置包括控制器集成电路300、供电电阻103和功率转换级，功率转换级由功率开关307、电感309、续流二极管308、电容304以及检测电阻306构成。其中，功率开关307的漏极与输入电压源vin连接，源极经电感309与续流二极管308的正极连接；续流二极管308的负极连接供电电阻103与电容304一端之间的vcc节点；电容304的另一端连接至控制器集成电路300的参考地icgnd，为集成电路300供电，并用作led负载111的滤波电容；检测电阻306连接在led负载111与集成电路300的参考地icgnd之间，用以产生负载电流的检测信号cs；并且，基于负载电流检测信号cs，控制器集成电路300确定led负载111的平均电流，并控制功率开关307的闭合与断开。

在功率开关307的闭合阶段，也就是电感309的充电阶段，充电斜率为vin/l。功率开关307断开后，电感309进入放电阶段，放电斜率为vcc/l(vcc电压就是电容304上的电压)；放电回路为，电流从电感309的gnd端流出，通过续流二极管308进入vcc节点，再通过电容304和led负载111流回电感309的icgnd端。可以看出，电容304既是led负载111的滤波电容，也是控制器集成电路300的供电电容。同时，还实现了对输出电压的直接检测，开路保护可以做的非常准，可省掉一颗图1和图2电路中的电阻105。

从控制器集成电路300的外围元件来看，元件的种类、数量均与图2电路相同；虽然元件间的连接关系有所不同，但是并不增加成本，所以图3驱动装置的外围元件成本与图2电路的外围元件成本一样。然而，图3中控制器集成电路300可以采用普通工艺设计生产，它的成本可以做到比图2中控制芯片200的成本更低。

与图1电路中的控制芯片100相比，本发明控制器集成电路300内部的改进集中在恒流电路370和开路保护电路360上；电源管理电路150和驱动器180均与图1类似。电源管理电路150用以检测控制器集成电路300的工作电压(vcc节点电压)是否在正常范围内，同时为集成电路300内的其他子电路模块提供合适的电压和电流。

参照图4，图4为恒流电路370的一种示例。恒流电路370包括误差放大电路和比较器374，误差放大电路由放大器371、电阻372以及电容373一起构成。其中，误差放大电路一输入端接收负载电流检测信号cs，另一输入端接收参考电压vref1(例如可为200mv)，其输出端产生经放大的误差信号。这一输出结果送入比较器374，比较器374可为pwm比较器，它将上述经放大的误差信号与锯齿波信号进行比较，产生一脉宽调制信号eapwm。这样，led负载111的电流由参考电压vref1和检测电阻306共同决定，如以下公式1所示：

iled＝vref1/r306(1)

显然，图3电路是一个闭环恒流控制系统。而图1和图2电路均为开环控制系统，图1和图2中恒流电路170的内部核心是一个比较器，当电流采样电阻106上的电压大于内部固定的参考电压后，该比较器会立即翻转来关闭功率开关107，这就是常用的峰值电流检测恒流技术，负载电流一般是峰值电流的一半。通常情况下，闭环恒流控制系统会有更好的性能体现。要说明的是，图3中恒流电路370的具体实现方式不止一种，图4电路只是其中具有代表性的示例。

参照图5，图5为开路保护电路360的一种示例。开路保护电路360包括电阻361、362，比较器363和与电路364。其中，电阻361、362串联连接在vcc节点与控制器集成电路300的参考地icgnd之间。比较器363一输入端连接电阻361与电阻362之间的节点，接收vcc节点电压在电阻362上的分压信号，另一输入端接收参考电压vref2(一般在1v到3v之间)，两者比较后在输出端产生过压保护信号ovp。与电路364一输入端接收过压保护信号ovp，另一输入端接收恒流电路370中比较器374产生的脉宽调制信号eapwm。当ovp信号从高电平变为低电平后，强制与电路364输出pwm信号零电平。再次参照图3，在控制器集成电路300内部，驱动器180的输入端连接与电路364的输出端，用以接收pwm信号。驱动器180的输出端连接功率开关307的栅极。由于pwm信号与驱动信号drv相位相同，一直是零电平的pwm信号会强制关闭功率开关307。开路保护电压由以下公式2决定：

vccovp＝vref2*(r361+r362)/r362(2)

可以看出，本发明驱动装置通过直接检测输出电压vcc实现开路保护，保护精度远比图1和图2电路高。图1和图2电路无法对输出电压进行直接检测，只能通过间接方法检测，比如，通过检测电感109放电时间长短来判断输出电压的高低进而实现开路过压保护，这种开路保护方法最大缺点是误差太大，也容易受到其他因素(比如湿度)的影响。

图6为本发明另一实施例的升降压型恒流源负载驱动装置的电路结构图。该实施例中，电容604的接法更优。如图6所示，电容604的一端仍连接vcc节点，其另一端连接至led负载111与检测电阻306一端之间的cs节点，检测电阻306的另一端连接至控制器集成电路300的参考地icgnd。该电容同样为控制器集成电路300供电，并用作led负载111的滤波电容。电容604的这种接法，对控制器集成电路300的恒流算法和过压开路保护没有影响。这样做带来的最大好处是，闭环控制环路稳定性更高，芯片设计更加简单，对降低成本更为有利。该实施例其他部分的电路结构、工作原理与图3类似，不再赘述。

在前文的描述中，虽然本发明是以驱动led负载为例，但是，本领域技术人员易于理解的是，本发明可用于驱动任何一种恒流源负载。

本发明尤其适合输出电压不太高，比如低于60v的应用。因为供电电压在60v以下，控制器集成电路具有更好的性能优势和成本优势。本发明符合led照明市场不变的对更好品质、更低价格的持续追求。

显而易见，在此描述的本发明可以有许多变化，这种变化不能认为偏离本发明的精神和范围。因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变，都包括在所附权利要求书的涵盖范围之内。