一种高增益高带宽的可变增益放大器及放大器芯片的制作方法

本发明属于光通信芯片设计技术领域，具体涉及一种高增益高带宽的可变增益放大器及放大器芯片。

背景技术：

近几年，随着云计算、高性能计算、高清视频点播等的不断普及和发展，高带宽网络应用已无处不在，核心及数据中心网络带宽以指数速率高速增长。光通信从早期的10gb/s和40gb/s以太网到如今100gb/s技术的成熟商用，再到业界加速推进400gb/s甚至1tb/s超高速传输技术的研发和产业化进程，未来对更大容量、更高传输速率的需要越来越高。

光接收机一般包括跨阻放大器(tia)、可变增益放大器(vga)、数据时钟恢复电路(cdr)等。光纤发出的光信号被光电探测器所接收后，产生一个与接收光强度成正比的光电流。跨阻放大器将光电流放大并转化为电压信号，再经过vga进一步放大，使其可以被cdr进行处理。

可变增益放大器的主要性能指标包括带宽、增益和线性度。为了信号传输质量，电路必须有充足的带宽。又因为tia输出较小，而cdr等需要的输入信号较大，因此需要一个高增益的vga进行放大，一般要求vga的增益不小于20db。目前，在50gb/s及以上，pam-4调制已取代nrz调制，因此要求放大电路工作一直在线性区；相对的，nrz调制则对电路线性度要求不高。对pam-4信号来说，为了保证4个电平都能够被很好地区分，要求4个电平等间隔分布，因此电路对线性度有很高的要求。

常见的vga结构包括：基于吉尔伯特单元的vga，此种vga因为输出结点连接的是4个输出管，寄生电容也很大，另外因为改变增益的时候，其中有一半输入管因为电流的减少会导致线性度降低，不利于信号的传输；改变源极反馈电阻的共源放大器，此种vga因为在源级加入了很大的电容，会产生一个带内零点，从而在频率响应中产生多度峰化，影响信号传输质量。因此在上述vga电路都对性能有所取舍，所以高速光通信系统对高增益、高带宽、高线性度的vga需要求迫切。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供了一种高增益高带宽的可变增益放大器及放大器芯片，解决了系统对带宽和增益的较高要求，从而实现了优异的性能。

本发明采用以下技术方案来实现的：

一种高增益高带宽的可变增益放大器，包括两级设置的跨导放大器和跨阻放大器；其中，第一级跨导放大器，其输入端接受输入信号，将输入的电压信号进行放大并转化为电流信号；第二级跨阻放大器，其输入端与第一级跨导放大器的输出端相连，用于进一步将信号放大并将电流信号转化为电压信号。

本发明进一步的改进在于，跨导放大器采用两对差分对的输入管，均采用源级负反馈的结构；

第一对差分对，输入管由两个p型mos管m5、m6组成，负载是由两个n型mos管m1、m2组成，负反馈电阻都采用可变电阻rs；

第二对差分对，输入管由两个p型mos管m7、m8组成，负载是由两个n型mos管m3、m4组成，负反馈电阻都采用可变电阻rs1；

所述第一对差分对的连接方式如下：

m5的栅端连接输入端vinn和m7的栅端，m5的源端连接电流源i1和电阻rs，m5的漏端连接输出端voutp和m1的漏级；

m6的栅端连接输入端vinpp和m8的栅端，m6的源端连接电流源i2和电阻rs，m6的漏端连接输出端voutn和m2的漏端；

m1的栅端连接电阻rp1、m7的漏端和m3的漏端，m1的源端连接地，m1的漏端连接输出端voutp和m5的漏端；

m2的栅端连接电阻rp2、m8的漏端和m4的漏端，m2的源端连接地，m2的漏端连接输出端voutn和m6的漏端；

电阻rs一端连接电流源i1和m5的源端，电阻rs另一端连接电流源i2和m6的源端；

所述第二对差分对的连接方式如下：

m7的栅端连接输入端vinn和m5的栅端，m7的源端连接电流源i3和电阻rs1，m7的漏端连接m1的栅端、电阻rp1和m3的漏端；

m8的栅端连接输入端vinp和m6的栅端，m8的源端连接电流源i4和电阻rs1，m8的漏端连接m2的栅端、电阻rp2和m4的漏端；

m3的栅端连接电阻rp1，m3的源端接地，m3的漏端连接电阻rp1、m1的栅端和m7的漏端；

m4的栅端连接电阻rp2，m4的源端接地，m4的漏端连接电阻rp2、m2的栅端和m8的漏端；

电阻rp1一端连接m1的栅端、m7的漏端和m3的漏端，电阻rp1另一端连接m3的栅端；

电阻rp2一端连接m2的栅端、m8的漏端和m4的漏端，电阻rp2另一端连接m4的栅端；

电阻rs1一端连接电流源i3和m7的源端，电阻rs1另一端连接电流源i4和m8的源端。

本发明进一步的改进在于，跨阻放大器采用前馈通路和反馈通路构成，前馈通路采用的是反相器的结构，采用可变电阻来改变性能，采用电感进行性能补偿；反馈电路采用电阻反馈的方式；

所述的前馈通路由两个p型mos管m9、m10，三个n型mos管m11、m12、m13，电流源itail和两个电感l5、l6组成；

所述的反馈电路由电阻rf1和电阻rf2组成；

所述的前馈电路连接方式如下：

m9的栅端连接电阻rf1、m11的栅端、输入端vinn和m13的漏端，m9的源端连接电流源itail和m10的源端，m9的漏端连接电阻rf1、电感l5和m11的漏端；

m10的栅端连接电阻rf2、m12的栅端、输入端vinp和m13的栅端，m10的源端连接电流源itail和m9的源端，m10的漏端连接电阻rf2、电感l6和m12的漏端；

m11的栅端连接输入端vinn、m13的漏端、电阻rf1和m9的栅端，m11的源端连接地，m11的漏端连接电阻rf1、电感l5和m9的漏端；

m12的栅端连接输入端vinp、m13的源端、电阻rf2和m10的栅端，m12的源端连接地，m12的漏端连接电阻rf2、电感l6和m10的漏端；

m13的栅端连接输入端vga_ctrl，m13的源端连接输入端vinp、m10的栅端、m12的栅端和电阻rf2，m13的漏端连接输入端vinn、m9的栅端、m11的栅端和电阻rf1；

电感l5一端连接电阻rf1、m9的漏端和m11的漏端，电感l5另一端连接输出端voutp；

电感l6一端连接电阻rf2、m10的漏端和m12的漏端，电感l6另一端连接输出端voutn；

所述的反馈电路连接方式如下：

电阻rf1一端连接输入端vinn、m9的栅端、m11的栅端和m13的漏端，电阻rf1另一端连接电感l5、m9的漏端和m11的漏端；

电阻rf2一端连接输入端vinp、m10的栅端、m12的栅端和m13的源端，电阻rf2另一端连接电感l6、m10的漏端和m12的漏端。

一种高增益高带宽的可变增益放大器芯片，采用上述的一种高增益高带宽的可变增益放大器。

与现有技术相比，本发明至少具有以下有益的技术效果：

本发明提供的一种高增益高带宽的可变增益放大器，采用两级结构，两级电路结构增益可变，可以得到高增益的效果；第一级所采用的跨导放大器，采用改变反馈电阻阻值的方式而不是改变电流的方式改变增益，使得电路线性度不会减小；第一级跨导放大器采用镜像的电路结构，电路跨导增大，增大了放大器的增益；第二级跨阻放大器，改变增益的方式是通过改变并联电阻的大小，这样在改变增益的时候不会影响电路的稳定性，并且随着输入信号的增大，电路的线性度能保持不变，同时也减小了电路的复杂度；第二级跨阻放大器为并联-并联反馈，减小了输出点的输出阻抗，增大了电路的带宽。

本发明提供的一种高增益高带宽的可变增益放大器芯片，因为其高带宽的性能，可以广泛地应用于高速光通信系统中；因为其具有高线性度的特点，可以广泛地应用于高阶信号传输系统中；因为其高增益的性能，可以广泛地应用于光接收机、光发射机系统；因为其各个性能都很优秀，可以广泛地应用于100g/200g/400g以太网中pam-4模式传输和相干光检测的高速光接收芯片。

综上，在光通信的接收端，本发明可以既保证了可变增益放大器的高增益又能保证其高带宽，并且在pam-4信号的传输中，能保证信号传输的高线性度；同时，在改变增益的时候，也不会对系统的稳定性造成影响。

附图说明

图1为本发明可变增益放大器设计方案示意图；

图2为本发明跨导放大器设计方案示意图；

图3为一种常用传统的跨阻放大器设计方案示意图；

图4为本发明跨阻级放大器设计方案示意图；

图5为本发明跨阻级放大器电路设计方案示意图；

图6为本发明应用于28nmcmos工艺的可变增益放大器示意图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本发明做出进一步的说明。

本发明提供的一种高增益高带宽的可变增益放大器，包括两级设置的跨导放大器和跨阻放大器；其中，第一级跨导放大器，其输入端接受输入信号，将输入的电压信号进行放大并转化为电流信号；第二级跨阻放大器，其输入端与第一级跨导放大器的输出端相连，用于进一步将信号放大并将电流信号转化为电压信号。

其中，跨导放大器采用两对差分对的输入管，均采用源级负反馈的结构。

第一对差分对，输入管由两个p型mos管m5、m6组成，负载是由两个n型mos管m1、m2组成，负反馈电阻都采用可变电阻rs；第二对差分对，输入管由两个p型mos管m7、m8组成，负载是由两个n型mos管m3、m4组成，负反馈电阻都采用可变电阻rs1。

所述第一对差分对的连接方式如下：

m5的栅端连接输入端vinn和m7的栅端，m5的源端连接电流源i1和电阻rs，m5的漏端连接输出端voutp和m1的漏级；m6的栅端连接输入端vinpp和m8的栅端，m6的源端连接电流源i2和电阻rs，m6的漏端连接输出端voutn和m2的漏端；m1的栅端连接电阻rp1、m7的漏端和m3的漏端，m1的源端连接地，m1的漏端连接输出端voutp和m5的漏端；m2的栅端连接电阻rp2、m8的漏端和m4的漏端，m2的源端连接地，m2的漏端连接输出端voutn和m6的漏端；电阻rs一端连接电流源i1和m5的源端，电阻rs另一端连接电流源i2和m6的源端。

所述第二对差分对的连接方式如下：

m7的栅端连接输入端vinn和m5的栅端，m7的源端连接电流源i3和电阻rs1，m7的漏端连接m1的栅端、电阻rp1和m3的漏端；m8的栅端连接输入端vinp和m6的栅端，m8的源端连接电流源i4和电阻rs1，m8的漏端连接m2的栅端、电阻rp2和m4的漏端；m3的栅端连接电阻rp1，m3的源端接地，m3的漏端连接电阻rp1、m1的栅端和m7的漏端；m4的栅端连接电阻rp2，m4的源端接地，m4的漏端连接电阻rp2、m2的栅端和m8的漏端；电阻rp1一端连接m1的栅端、m7的漏端和m3的漏端，电阻rp1另一端连接m3的栅端；电阻rp2一端连接m2的栅端、m8的漏端和m4的漏端，电阻rp2另一端连接m4的栅端；电阻rs1一端连接电流源i3和m7的源端，电阻rs1另一端连接电流源i4和m8的源端。

跨阻放大器采用前馈通路和反馈通路构成，前馈通路采用的是反相器的结构，采用可变电阻来改变性能，采用电感进行性能补偿；反馈电路采用电阻反馈的方式；所述的前馈通路由两个p型mos管m9、m10，三个n型mos管m11、m12、m13，电流源itail和两个电感l5、l6组成；所述的反馈电路由电阻rf1和电阻rf2组成。

所述的前馈电路连接方式如下：

m9的栅端连接电阻rf1、m11的栅端、输入端vinn和m13的漏端，m9的源端连接电流源itail和m10的源端，m9的漏端连接电阻rf1、电感l5和m11的漏端；m10的栅端连接电阻rf2、m12的栅端、输入端vinp和m13的栅端，m10的源端连接电流源itail和m9的源端，m10的漏端连接电阻rf2、电感l6和m12的漏端；m11的栅端连接输入端vinn、m13的漏端、电阻rf1和m9的栅端，m11的源端连接地，m11的漏端连接电阻rf1、电感l5和m9的漏端；m12的栅端连接输入端vinp、m13的源端、电阻rf2和m10的栅端，m12的源端连接地，m12的漏端连接电阻rf2、电感l6和m10的漏端；m13的栅端连接输入端vga_ctrl，m13的源端连接输入端vinp、m10的栅端、m12的栅端和电阻rf2，m13的漏端连接输入端vinn、m9的栅端、m11的栅端和电阻rf1；电感l5一端连接电阻rf1、m9的漏端和m11的漏端，电感l5另一端连接输出端voutp；电感l6一端连接电阻rf2、m10的漏端和m12的漏端，电感l6另一端连接输出端voutn。

所述的反馈电路连接方式如下：

电阻rf1一端连接输入端vinn、m9的栅端、m11的栅端和m13的漏端，电阻rf1另一端连接电感l5、m9的漏端和m11的漏端；电阻rf2一端连接输入端vinp、m10的栅端、m12的栅端和m13的源端，电阻rf2另一端连接电感l6、m10的漏端和m12的漏端。

本发明提供的一种高增益高带宽的可变增益放大器芯片，采用上述的一种高增益高带宽的可变增益放大器。

实施例

对于一个用于112gb/spam-4信号的高速可变增益放大器，需要高带宽、高增益、高线性度，因此下面将介绍如何实现。

请参考图1，本发明是可变增益放大器设计方案示意图，整体结构分为两级，其中包括跨导放大器和跨阻放大器(tia)，这种结构也可以被称作cherry-hooper放大器。第一级实现由电压到电流的变换，再由第二级tia将电流放大成电压，这种结构可实现电路需要的高增益和高带宽。

请参考图2，本发明是跨导放大器设计方案示意图，其内部差分对m7和m8的尺寸是外部差分对管子m5、m6尺寸的四分之一，而内部差分对产生的电流经过nmos电流镜上放大两倍，这种镜像的方式可以使得电路总跨导翻倍。与传统的cml电路相比，这种新结构将有效跨导提高两倍，但功耗和输入电容只增加了原先的1.25倍。

请参考图3，是一种常用的跨阻放大器设计方案示意图，是通过改变反馈电阻的阻值大小实现增益的变化。若仅减小反馈电阻来降低跨阻增益会引起环路稳定性的问题，这是因为开环主极点升高，同时开环次主极点不变，导致相位裕度降低，从而会在闭环频率响应中出现不希望的峰值以及时域中的振铃与过冲，进而恶化眼图质量。解决该问题的传统方法是：同等倍数减小内置前向放大器的增益，使得环路增益减小倍数和主极点的提升倍数相同，保证环路不变，其中a为前馈放大器增益，cint为总的输入电容，cint＝cin1,2+cd1,2。

该方法的缺点体现在：一方面需要同时改变rf3,4和a，电路复杂、操作繁琐，应用中很难保证二者的变化倍数相同；另一方面跨阻放大器差分输入阻抗近似保持不变，因此随着输入ac电流的不断增大，tia输入端承受的输入电压摆幅增大，线性度变差。因此本发明的可变增益放大器的第二级跨阻放大器未采用此结构。

本发明提供了一种应用于可变增益放大器第二级的线性跨阻放大器的电路设计方法，包括跨阻放大器的具体设计形式以及提高线性度的新方案。本发明实现跨阻放大器可实现更高的线性度，解决了传输大信号时对线性度的较高要求，从而实现了优异的系统性能。并且此改变增益的方式不会影响电路系统的稳定性，同时实现方案较传统方法更简单，容易实现。

请参考图4，是本发明的跨阻级放大器设计方案示意图，包括差分放大器amp和两个反馈电阻rf1、rf2，反馈电阻并联在放大器amp的输入端和输出端，同时在这两个输入端跨接一个mos管，通过改变mos管栅端的电压值而控制mos电阻阻值，从而改变电路第二级tia的跨阻值。这种结构的好处在与，其跨阻rt＝rf1,2//a1·r，a1为前馈放大器增益。随着输入电流的不断增大，tia的输入电阻会不断的减小，电压输入基本保持不变，因此本发明提出的跨阻级放大器的线性度好于传统的跨阻级放大器。同时，因为环路增益和主极点的频率会以相同的倍数进行调整，因此可变增益放大器的第二级tia的相位裕度是不会因此下降，所以稳定性不变。

请参考图5，是跨阻级放大器电路设计方案示意图，改变增益的方式是通过vga_ctrl控制信号控制并联电阻的大小。并且在输出点l5、l6两个电感是为了通过串联峰化的，用以提高带宽。

请参考图6，是本发明应用于28nmcmos工艺的可变增益放大器示意图，第一级跨导放大器是通过控制反馈电阻值来实现增益的变化的；第二级是控制栅端电压vga_ctrl，改变第二级电路的增益。经仿真电路的设计性能为：高增益模式下，vga提供18.5db增益和29ghz的带宽，低增益模式vga提供3.8db增益和48ghz的带宽，增益可变的范围是14.7db。

此外，高增益高带宽的可变增益放大器的设计方法，包括以下步骤：

s1、设计可变增益放大器，需满足增益带宽要求；

采用的是cherry-hooper放大器，既保持高增益，又保证高带宽。在第一级跨导放大器中，如图2所示，电阻rp1(rp2)的引入在高频会产生电感效应，有效拓展带宽。输出端串联电感l5和l6也是为了通过串联峰化提高带宽。

s2、设计可变增益放大器，需要保证电路线性度；

如图2所示，跨导级是通过控制源级负反馈电阻rs和rs1的大小来实现增益可变。传统增益控制往往是通过改变尾电流源大小来实现，但这种方式在大信号输入的时候会降低电路的线性度。如图4所示，第二级tia改变增益的方式是通过vga_ctrl控制信号控制并联电阻的大小，而不改变反馈电阻。这种结构的好处在于，rt＝rf1,2//a1·r，a1为前馈放大器增益，因此随着输入ac电流的不断增大，运放的输入电阻会不断的减小，那么运放的实际电压输入基本保持不变，因此本发明提出的跨阻级放大器的线性度比传统跨阻级放大器线性度更好。

s3、设计可变增益放大器，改变增益的时候，必须要保证系统的稳定性；

因为电路的第二级采用的是tia结构，如图4所示，tia运放跨接一个mos电阻，其等效跨阻为rt＝rf1,2//a1·r，环路增益为主极点为a1为前馈放大器增益，cint1为总的输入电容，cint1＝cin3,4+cd3,4。因此增益带宽积是不随着增益的变化而变化的，闭环系统tia得以保持稳定。

表1对比了本发明第二级应用的tia与传统结构的tia的性能对比，极好的保证了高增益高带宽的要求。设计的基于cmos工艺的可变增益放大器设计方案极好的保证了pam-4信号传输过程中对高线性度的要求。设计的基于cmos工艺的可变增益放大器设计方案极好的保证了系统的稳定性，并且减少了电路的复杂性和操作的繁琐。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

表1两种tia增益变化方式对比