一种离散型同相正交环的增强方法与流程

本发明属于数字通信的同步技术，具体涉及对传统的离散型同相正交环载波同步方法的增强。

背景技术：

锁相环是载波同步中常用的方法。其中，同相正交环法同时使用本地压控振荡器的输出信号和它的正交信号，分别对环路的输入信号进行混频，这正是同相正交环名称的由来，有时也称这种环路为costas环。两支路的混频信号经低通滤波后再相乘，即可提取出输入信号与压控振荡器的相位差完成鉴相。鉴相器获得的相位误差信号通过环路滤波器之后，可以去控制压控振荡器的相位与频率。显然，同相正交环属于相位跟踪环，可以跟踪相位差异，或者较小的频率偏移。

与模拟同相正交环相比，离散型同相正交环除了全部模块数字化，还在其鉴相器中引入直接判决，不仅结构简单易于实现，还提高了环路的噪声性能。但是，直接判决会导致鉴相器的特性曲线不断跳变，缩小环路的频率捕获范围。

技术实现要素：

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种离散型同相正交环载波同步的增强方法，消除其因鉴相特性的急剧变化带来的频率捕获范围缩小的不利影响。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种离散型同相正交环的增强方法，包括以下步骤：

步骤1，根据锁相环理论，设计用于载波同步的时间离散的同相正交环，包括鉴相器、环路滤波器和数控振荡器(nco)三部分：

1)数控振荡器(nco)

利用直接数字频率合成器(dds)，通过查表法产生波形。

2)鉴相器

以bpsk信号为例，假设混频后的基带信号如下：

x(k)＝m(k)exp{j*θ(k)}

其中，x(k)表示混频后的bpsk基带信号，exp{}表示指数函数，j表示虚数单位，m(k)表示发送的信息数据，且m(k)∈{+1,-1}，θ(k)表示剩余的相偏；

假设直接数字频率合成器dds的输出信号为：

其中，y(k)表示dds的输出波形，表示估计的相偏；

则经相位检测中的共轭相乘后得到：

其中，y^*(k)表示y(k)的共轭；

令又因为sign{m(k)}*m(k)≡1，sign{}表示符号函数，所以相位检测输出的误差信号为：

e(k)＝sign{m(k)cos(θe(k))}*m(k)sin(θe(k))

＝sign{m(k)}*sign{cos(θe(k))}*m(k)sin(θe(k))

＝sign{cos(θe(k))}*sin(θe(k))

其中，e(k)表示相位检测输出的误差信号。

3)环路滤波器

以二阶二型锁相环为例，采用比例积分的环路滤波器。根据锁相环理论，其参数设计过程如下：

其中，kp为鉴相器增益，k0为dds增益，k1为环路滤波器的比例系数，k2为环路滤波器积分系数，ξ为环路的阻尼系数，ωn分别为环路无阻尼振荡频率，bn为环路噪声带宽，ts为环路采样周期。首先设定噪声带宽与采样频率的比值bnts以及阻尼系数ξ，然后计算中间值θn，最后分别计算出环路滤波器的比例系数k1和积分系数k2。

步骤2，在环路滤波器中增加比较开关电路，利用误差增量对环路滤波器的输出进行控制；当误差增量小于门限时，环路滤波器正常更新输出；若误差增量超过门限，环路滤波器则不作更新，继续保持上一次的输出值。

优选的：所述门限为1.5。

本发明相比现有技术，具有以下有益效果：

本发明完全继承了传统离散型同相正交环载波同步方法的便利，仅增加极少的比较开关电路，即可有效扩大频率捕获范围，捕获时间亦显著减少。

附图说明

图1是离散型同相正交环法载波同步。

图2是离散型同相正交环的鉴相器特性。

图3是输入不同频偏的bpsk基带信号时离散型同相正交环的环路滤波输出。

图4是输入不同频偏的bpsk基带信号时对比参考(正弦鉴相特性)的环路滤波输出。

图5是本发明的增强的离散型数字同相正交环。

图6是输入不同频偏的bpsk基带信号时本发明的环路滤波输出。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

一种离散型同相正交环载波同步的增强方法如图1所示，包括101鉴相器、102环路滤波和103dds(直接数字频率合成器)三部分，其作用是捕获和跟踪频率粗同步后剩余的频偏和相偏。

假设输入的bpsk(二进制相移键控)基带信号如下：

x(k)＝m(k)exp{j*θ(k)}(1)

其中，m(k)表示发送的信息数据，且m(k)∈{+1,-1}，θ(k)表示剩余的相偏，以及dds的输出信号为：

则经相位检测中的共轭相乘后得到：

令又因为sign{m(k)}*m(k)≡1，所以相位检测输出的误差信号为：

其鉴相特性如图2所示，与周期等于2π的正弦曲线相似，但在π/2＜θe＜3π/2区间的值被符号运算取反。由于在同相支路引入直接判决，噪声性能提高了3db。但也正是因为直接判决自身的符号运算，让原本连续的鉴相特性曲线不断地跳变，缩小了环路的频率捕获范围，以下将通过实例对比给予说明。

根据锁相环理论，对于图1中采用的比例积分环路滤波器，存在以下关系：

其中，kp和k0分别为鉴相器增益和dds增益，k1和k2分别为环路滤波器的比例和积分系数，ξ和ωn分别为环路的阻尼系数和无阻尼振荡频率，bn和ts分别表示环路噪声带宽和采样周期。按照图1的组成结构，kp和k0均为1，若选定ξ＝0.707，以及bnts＝0.05时，可以计算出k1＝0.1247和k2＝0.0083。

在图1中输入不同频偏的bpsk基带信号，即式(1)中令θ(k)＝ωk，且采样周期ts等于bpsk信号的符号周期，然后对ω取不同的频偏值，观察环路滤波的收敛情况，如图3所示。可见，环路滤波在捕获过程中不断抖动，捕获成功则最后收敛至ω。并且频偏ω越大，环路的捕获时间越长。当ω增大至2π/12时，环路无法锁定，始终处于抖动状态。

而按照锁相环理论，图1中如果相位检测的鉴相特性是标准正弦曲线，即去除同相支路的直接判决，则环路对固定频偏的捕获范围是∞。为此，去除图1中相位检测的判决模块，并将误差信号放大两倍后再进行滤波，作为图1结构的对比参考。此时，相位检测的特性曲线变成周期等于π幅值为1的正弦曲线，这里不再画出。与图2的特性曲线比较，两者的周期和幅值一样，但图2的特性曲线存在跳变，而对比参考的是连续曲线。对比参考中将误差信号放大两倍是为了抵消三角运算引入的1/2的影响，以便得到与式(4)中误差信号同样的幅值。因为在捕获阶段，决定捕获性能的主要是误差信号的幅值，而非稳定平衡点附近的变化率。

在对比参考中同样输入不同频偏的bpsk基带信号，并观察环路滤波的收敛情况，如图4所示。对比可见，鉴相特性跳变的影响主要是捕获带宽受限，但在最大捕获带内，两者的捕获时间基本相当。

为了减小离散型同相正交环中鉴相特性跳变的影响，本发明提出的增强方法如图5所示。简单地说，就是利用误差增量对环路滤波器的输出进行控制。与pi(比例积分)控制中常用的限幅不同，本发明的增强方法是：当误差增量小于门限时，环路滤波器正常更新输出；若误差增量超过门限，环路滤波器则不作更新，继续保持上一次的输出值。

参考图2中特性曲线，可知误差增量的最大值为2，故在图5本发明的结构中设定门限值为1.5，其它参数仍与图1一致。然后在本发明中同样输入不同频偏的bpsk基带信号，并观察环路滤波的收敛情况，如图6所示。

可见在同等条件下，即同样的频偏ω以及同样的比例积分滤波器系数k1和k2，本发明全面优于传统的离散型同相正交环。首先，本发明方法扩大了离散型同相正交环的捕获带宽。根据与对比参考的比较可知，捕获带宽受限完全是因为误差信号的跳变导致。那么利用比较开关电路，在误差信号跳变时禁止环路滤波更新输出，该问题自然就迎刃而解。再次，本发明方法极大地减小了离散型同相正交环的捕获时间。这是因为鉴相特性曲线是非单调的，单调增加部分会促进输出接近期望，单调减少部分则导致输出偏离期望。虽然离散型同相正交环的鉴相特性曲线的单调减少部分具有跳变形式，能迅速摆脱不稳定平衡点，但是每次跳变的跨度与对比参考中每段单调减少的跨度一致，故离散型同相正交环的捕获时间与对比参考基本一致。本发明方法在误差信号跳变时禁止环路滤波更新输出，即跳变不再导致输出远离期望，没有了反复的波动，滤波器输出可以迅速接近期望，捕获时间自然就大为减少。

另外，本发明方法同样适用于qpsk(正交相移键控)信号，只需要在图5结构中根据qpsk信号的需要，对相位检测部分进行相应的修改即可。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。