采用窗口比较器的音频信号检测电路的制作方法

本发明属于电子技术领域，更进一步涉及模拟集成电路中的一种采用窗口比较器的音频信号检测电路。本发明可以作为卫星数字电视接收设备中的22khz中频切换开关，也可应用于唤醒待机的音频设备。

背景技术：

如今的卫星电视接收机采用ku波段天线，由于ku波段的频率范围在10.7ghz～12.75ghz之间，其带宽大大超出接收机中频输入950mhz～2150mhz的频率范围，为了让接收机覆盖全ku波段，将ku波段分为10.7ghz～11.9ghz和11.55ghz～12.75ghz两个频段区间，分别对应使用高频头(lnb)的9.75ghz与10.6ghz高低频两个本振以达到全ku波段的接收覆盖。两个本振中始终只会有一个在工作，就是由22khz开关来完成两个本振的切换。22khz开关通过检测与接收机连接的同轴电缆中有无22khz方波，从而控制本振的切换，无22khz方波时开启低频本振，有22khz方波时开启高频本振。传统技术多数使用分立器件制作22khz中频切换开关，缺点在于体积大、功耗高、可靠性不高，且所控制的本振需要额外的电源模块。

华芯微电子有限公司在其申请的专利文献“可集成的22khz包络检测及频带开关电路”(申请号201010211775.5，申请公布号cn101895707a)中提出一种以有源滤波电路、峰值检波电路、电平比较电路和驱动电路为核心的22khz信号检测电路。该电路实现的基本思想是将输入信号进行滤波处理，筛选出22khz信号，再放大发送至峰值检波电路，连续收到上述22khz信号则输出电压为高电平，反之输出低电平，并使用驱动电路输出。该电路存在的不足之处是：由于峰值检波电路输出电压的最大值受有源滤波电路输出信号幅度的限制，只有当有源滤波电路输出信号幅度超过电平比较电路的阈值才能被检测到，分辨力差。

tcl通力电子(惠州)有限公司在其拥有的专利技术“音频信号检测开关电路及音频设备”(申请号201720295180.x授权公告号cn206743523u)中提出一种以负反馈放大电路、信号转换电路和开关输出电路为核心的音频信号检测开关电路。该电路实现的基本思想是将输入的音频信号先后通过一级负反馈放大电路、二级负反馈放大电路进行放大处理后输出，再用信号转换电路把放大后的交流音频信号转换成直流驱动信号，输出至开关输出电路。该专利技术存在的不足之处是：该信号检测电路的一级与二级负反馈放大电路先后放大输入信号中的噪声，使得该音频信号检测电路的抗干扰能力差。

技术实现要素：

本发明针对上述现有的音频信号检测技术的不足，提出一种采用窗口比较器的音频信号检测电路，用于解决现有技术存在的功耗高、体积大、分辨力低、抗干扰能力差的问题。

实现本发明目的的思路是：由有源带通滤波器滤除噪声并放大所检测音频信号，增强电路的抗干扰能力。经窗口比较器把交流电压信号转换为电流输出至储能电容，每周期充电电荷量与放电电荷量的大小关系决定了施密特触发器输入端电压处于上升或下降状态，使得施密特触发器的输入端电压在所检测的音频信号微弱时仍可持续上升，提高了电路检测分辨力。最后使用反相器与一对驱动电路将施密特触发器的直流信号输出。电路可采用cmos工艺或bcd工艺实现，满足模拟电路低功耗小体积发展趋势的要求。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下。

本发明的电路包括有源带通滤波器、施密特触发器、驱动电路、窗口比较器，所述有源带通滤波器中的两级运算放大器amp的同相输入端接第二参考电压v2，输入端vin、电阻r1、电容c1依次串联后与两级运算放大器amp的反相输入端相连，电阻r2与电阻r3串联后跨接在两级运算放大器amp的反相输入端与输出端之间，电容c2跨接在两级运算放大器amp的反相输入端与输出端之间，电阻r4的一端连接第二参考电压v2，另一端连接电阻r2与电阻r3的连接点p1，两级运算放大器amp的输出端接所述窗口比较器的输入端in，窗口比较器的上窗口电压输入端rh接第一参考电压v1，窗口比较器的下窗口电压输入端rl接第三参考电压v3，窗口比较器的输出端out接所述施密特触发器的输入端，储能电容c3的一端接地，另一端接窗口比较器的输出端与施密特触发器的输入端之间，施密特触发器的输出端与驱动电路d1的输入端和反相器inv的输入端相连，反相器inv的输出端接驱动电路d2的输入端，驱动电路d1的输出端接上输出端hb，驱动电路d2的输出端接下输出端lb。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明的有源带通滤波器加入了电阻r4，降低了有源带通滤波器中心频率，只需选取较小电阻值与电容值即可把中心频率设置为音频，便于在集成电路中实现本发明，克服了现有技术中使用分立器件制作的22khz中频切换开关体积大的问题，使得本发明减小了电路面积与功耗。

第二，由于本发明采用了窗口比较器与储能电容c3，将经有源带通滤波器放大后的交流电压信号转换为持续上升的电压信号，克服了现有技术中峰值检波电路输出电压最大值受有源滤波电路输出信号幅度限制的问题，使得本发明施密特触发器的输入端电压在所检测的音频信号微弱时仍可持续上升，提高了电路检测音频信号的分辨力。

第三，由于本发明的驱动电路可提供数十毫安级的输出电流，克服了现有技术用于22khz中频切换开关控制的本振时需要额外电源模块，由此增加了卫星数字电视接收设备电路面积的问题，使得本发明可直接为22khz中频切换开关控制的本地振荡器供电，减小了电路面积。

本发明解决了现有技术功耗高、体积大、分辨力低、抗干扰能力差的问题，使得本发明的电路结构简单且便于集成，实现对音频信号的高可靠性高分辨力的检测。

附图说明

图1为本发明的电路框图；

图2为本发明窗口比较器的电原理图；

图3为本发明实施例中驱动电路的电原理图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细的说明。

参照附图1，对本发明的电路整体结构作进一步详细的说明。

本发明的电路包括有源带通滤波器、窗口比较器、施密特触发器、驱动电路。

所述有源带通滤波器中的两级运算放大器amp的同相输入端接第二参考电压v2，输入端vin、电阻r1、电容c1依次串联后与两级运算放大器amp的反相输入端相连，电阻r2与电阻r3串联后跨接在两级运算放大器amp的反相输入端与输出端之间，电容c2跨接在两级运算放大器amp的反相输入端与输出端之间，电阻r4的一端连接第二参考电压v2，另一端连接电阻r2与电阻r3的连接点p1，两级运算放大器amp的输出端接所述窗口比较器的输入端in。

所述有源带通滤波器采用的传递函数如下：

其中，h表示有源带通滤波器的传递函数，s表示输入的待检测音频信号的复频率，电阻r1、r2、r3、r4的取值范围为[0.1，2000]，其单位为kω，电容c1和c2的取值范围为[0.5，40]，单位为pf。

有源带通滤波器的中心频率ω0由公式(1)可知：

由公式(2)可见，本发明在常规有源带通滤波器的基础上加入电阻r4，使ω0的分母增大，大大降低了有源带通滤波器的中心频率ω0。同时由于加入了电阻r4，使得有源带通滤波器中所有的电阻只需数百kω，所有的电容只需数个pf即可把中心频率设置到音频。而且r4的取值越小，中心频率ω0越低。有源带通滤波器的输出为放大的音频正弦信号，衰减其他频率信号。

所述窗口比较器的上窗口电压输入端rh接第一参考电压v1，窗口比较器的下窗口电压输入端rl接第三参考电压v3，窗口比较器的输出端out接施密特触发器的输入端。

所述第一参考电压v1的取值比所述第三参考电压v3高，且第一参考电压v1与第三参考电压v3的差值的取值范围为[0.3，0.5]，其单位为伏，所述第二参考电压v2等于第一参考电压v1与第三参考电压v3的平均值。

参照附图2，对本发明的窗口比较器的结构作进一步详细的说明。

所述窗口比较器中的第一pmos管mp1的源极、第二pmos管mp2的源极、第三pmos管mp3的源极、第四pmos管mp4的源极均与电源vdd相连，第一pmos管mp1的栅极与漏极相连并与第二pmos管mp2的栅极、电流偏置ibias相连。所述第二pmos管mp2的漏极与第六pmos管mp6的源极和第五pmos管mp5的源极相连。所述第三pmos管mp3的栅极与漏极相连并与第四pmos管mp4的栅极、第一nmos管mn1的漏极相连。所述第四pmos管mp4的漏极与第六nmos管mn6的漏极和窗口比较器的输出端out相连。所述第五pmos管mp5的栅极接第一参考电压v1，第五pmos管mp5的漏极与第七pmos管mp7的漏极相连。所述第六pmos管mp6的漏极与第七pmos管mp7的源极和第八pmos管mp8的源极相连，第六pmos管mp6的栅极与第七pmos管mp7的栅极和窗口比较器的输入端in相连。所述第八pmos管mp8的栅极接第三参考电压v3。所述第一nmos管mn1的栅极与第二nmos管mn2的漏极相连并与第二nmos管mn2的栅极、第七pmos管mp7的漏极、第三nmos管mn3的栅极、第四nmos管mn4的漏极相连，所有nmos管的源极均接地gnd。所述第三nmos管mn3的漏极与第八pmos管mp8的漏极相连并与第四nmos管mn4的栅极、第五nmos管mn5的栅极、第五nmos管mn5的漏极、第六nmos管mn6的栅极相连。

所述窗口比较器中的第五pmos管mp5与所述第六pmos管mp6的宽长比相同且大于所述第二pmos管mp2的宽长比，所述第三pmos管mp3与所述第四pmos管mp4的宽长比相同，所述所有nmos管的宽长比均相同。

当窗口比较器输入端in的电压大于第一参考电压v1时，第六pmos管mp6关断，同时第五pmos管mp5导通，第二nmos管mn2的栅极电压升高，第六nmos管mn6的栅极电压被拉低，第六nmos管mn6截止。第一nmos管mn1、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4均导通，窗口比较器输出端out电压升高。

当窗口比较器输入端in的电压小于第一参考电压v1时，第五pmos管mp5关断，第六pmos管mp6导通且工作在线性区，此时窗口比较器相当于常规比较器。第七pmos管mp7的栅极电压与第八pmos管mp8的栅极电压进行比较。因此，输入端in电压小于第一参考电压v1但大于第三参考电压v3时，输出端out被第六nmos管mn6放电；输入端in电压小于第三参考电压v3时，输出端out被第四pmos管mp4充电。窗口比较器对称的结构使得其具有相同的拉电流与灌电流能力。

由于所述窗口比较器电流偏置ibias的取值范围设置为[0.1，0.5]，其单位为μa，且窗口比较器中所述第三pmos管mp3与所述第四pmos管mp4的宽长比相同，所述所有nmos管的宽长比均相同，使得所述窗口比较器的最大灌电流与最大拉电流的值等于电流偏置ibias的值。该输出电流值较小，用于防止输入端in的电压在上窗口电压与下窗口电压之间时把输出端out电压快速拉低，导致输出端out电压无法持续上升，同时防止输入端in的电压上升过快造成误检。

参照附图1，对储能电容c3、施密特触发器、反相器inv、驱动电路的连接关系作进一步描述。

储能电容c3的一端接地，另一端接窗口比较器的输出端与施密特触发器的输入端之间，施密特触发器的输出端与驱动电路d1的输入端和反相器inv的输入端相连，反相器inv的输出端接驱动电路d2的输入端，驱动电路d1的输出端接上输出端hb，驱动电路d2的输出端接下输出端lb。

以本发明用作22khz中频切换开关为例，本发明的电路采用旺宏电子0.18μmbcd工艺实现，与5v的lnb电源集成于同一芯片。两级运算放大器amp为增益89.6db、相位裕度69度、单位增益带宽11mhz的标准两级运算放大器，设置r1＝555kω、r2＝1707kω、r3＝195kω、r4＝33kω、c1＝17pf、c2＝2.8pf，使所述有源带通滤波器的中心频率接近22khz，通带增益18db。第一参考电压v1设置为2.2v作为窗口比较器的上窗口电压，第三参考电压v3设置为1.8v作为窗口比较器的下窗口电压，上下窗口电压之差即窗口宽度，第二参考电压设置为2v，电路结构决定了所述有源带通滤波器输出端的直流工作点同为2v。所述施密特触发器上升沿阈值电压vm+设置为3.8v，下降沿阈值电压vm-设置为1.2v。所述储能电容c3的容值设置为40pf。

所述窗口比较器中，电流偏置ibias设置为0.15ua，所有nmos管的宽长比设置为5um/2um，第一pmos管mp1与第二pmos管mp2的宽长比设置为2.5um/10um，第三pmos管mp3与第四pmos管mp4的宽长比设置为2.5um/5um，第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7与第八pmos管mp8的宽长比设置为2.5um/2um。

参照附图3，对本发明实施例中的驱动电路的结构作进一步详细的说明。

所述驱动电路中的所有pmos管的源极均接电源vdd，第九pmos管mp9的栅极与漏极相连并与第十pmos管mp10的栅极、第十一pmos管mp11的栅极、第十二pmos管mp12的栅极、电流偏置ibias2相连。第十pmos管mp10的漏极与第七nmos管mn7的漏极相连。第十一pmos管mp11的漏极与第十三pmos管mp13的漏极、第十四pmos管mp14的栅极、第十五pmos管mp15的栅极、第八nmos管mn8的栅极、第十nmos管mn10的漏极相连。第十二pmos管mp12的漏极与第十四pmos管mp14的漏极、第十三pmos管mp13的栅极、第十六pmos管mp16的栅极、第九nmos管mn9的栅极、第十一nmos管mn11的漏极相连。第十五pmos管mp15的漏极与下输出端lb和电阻r5的一端相连。第十六pmos管mp16的漏极与上输出端hb和电阻r6的一端相连。电阻r5的另一端与第八nmos管mn8的漏极相连。电阻r6的另一端与第九nmos管mn9的漏极相连。第七nmos管mn7的栅极与漏极相连并与第十nmos管mn10的栅极、第十一nmos管mn11的栅极相连。第七nmos管mn7的源极、第八nmos管mn8的源极、第九nmos管mn9的源极、第十二nmos管mn12的源极、第十三nmos管mn13的源极均接地gnd。第十nmos管mn10的源极与第十二nmos管mn12的漏极相连。第十一nmos管mn11的源极与第十三nmos管mn13的漏极相连。第十二nmos管mn12的栅极与输入端ind2相连。第十三nmos管mn13的栅极与输入端ind1相连。

所述驱动电路的电流偏置ibias2设置为0.15ua，第九pmos管mp9、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8与第九nmos管mn9的宽长比设置为2.5um/10um，第十pmos管mp10的宽长比设置为5um/10um，第十五pmos管mp15与第十六pmos管mp16的宽长比设置为3036um/1.2um，限流电阻r5与电阻r6设置为100ω，第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12与第十三nmos管mn13的宽长比设置为2.5um/6um。上输出端hb与下输出端lb可分别作为片外高频本振与低频本振的电源。

当输入端vin没有22khz方波信号时，有源带通滤波器输出为2v直流电压，窗口比较器输出为低电平，施密特触发器输出为低电平，驱动电路上输出端hb为低电平，驱动电路下输出端lb为高电平，控制片外lnb的高频本振关闭，低频本振开启。当输入端vin有峰峰值为350mv的22khz方波信号时，有源带通滤波器输出为2v直流信号与峰峰值约为2.7v的22khz正弦信号的叠加，峰峰值远大于窗口宽度，因此每周期内窗口比较器对储能电容c3充电的时间远大于放电的时间，储能电容c3每周期充电电荷量远大于放电电荷量，储能电容c3两端的电压在1.6ms内上升至施密特触发器的上升沿阈值电压vm+，施密特触发器输出变为高电平，驱动电路上输出端hb为高电平，驱动电路下输出端lb为低电平，片外lnb的高频本振开启，低频本振关闭，实现了双本振的切换。