一种控制电流型数模转换器供电功率的动态电源管理电路的制作方法

1.本发明涉及集成电路领域，是一种控制电流型数模转换器供电功率的动态电源管理电路，主要应用于电流型数模转换器的电源管理电路中。


背景技术：

2.电流型数模转换器已被广泛应用于工业过程控制、远程管理设备、可编程电流源、远程数据转换器与监视器等领域。由于各研究机构对数模转换器结构研究的加深以及设计需求，数模转换器电路中所配给的通道数越来越多。当单个通道的电路结构在设计过程中产生了一部分的的功率损失，随着通道数的增加电路的整体功耗也因之成倍增加难以控制。
3.阻值极小的阻性负载或输出功率较小的情况被称为轻负载，反之被称为重负载，为了使用电流型数模转换器驱动重负载时，其电源电压幅值一般要求较大。同时，若使用相同电源为数模转换器电路供电驱动轻负载时，电源电压实际施加在负载上的分压值只占据一小部分，电源电压会产生极大的浪费。因而当输出功率发生改变，为避免不必要的功率损耗，需要在切换输出功率的同时适应性改变电源电压值。


技术实现要素：

4.本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供一种控制电流型数模转换器供电功率的动态电源管理电路，藉由输出功率检测，根据输出功率需求实时控制升压型dc
‑
dc转换电路升压过程为电流型数模转换器输出级电路供电，实现自适应电源功率控制。
5.本发明的技术解决方案是：一种控制电流型数模转换器供电功率的动态电源管理电路，该电路包括驱动电路单元buffer、升压型dc
‑
dc转换电路单元i1、电流转换输出电路单元i2、钳位输出电路单元i3、比较器单元cmp1、脉宽调制电路单元i4，其中：
6.升压型dc
‑
dc转换电路单元i1，将外部输入的直流电源电压泵升至足以驱动电流转换输出电路单元i2输出指定电流值的最低电压信号v
dcdc
，升压过程受驱动电路单元buffer提供的pwm脉冲信号dcdc_pwm控制，dc
‑
dc转换电路单元i1的输出电压信号v
dcdc
同时也为电流转换输出电路单元i2和钳位输出电路单元i3供电；
7.驱动电路单元buffer，接收调制过占空比的脉冲信号pwm，以比较器单元cmp1的数字输出信号dcdc_en为使能端，向升压型dc
‑
dc转换电路单元i1提供pwm脉冲信号dcdc_pwm进行升压过程的控制；
8.电流转换输出电路单元i2，在输出使能信号的控制下，将外部输入的电压型da信号v
dac
转换为预设电流输出，施加在阻性负载上，同时采集阻性负载上的电压值传递到比较器单元cmp1的正相输入端；
9.钳位输出电路单元i3，产生与升压型dc
‑
dc转换电路i1的输出值具有固定压差的钳位电压，将该钳位电压输出传递至比较器单元cmp1的反相输入端，输出基准电压信号v
a
至电流转换输出电路单元i2，作为电流转换输出电路单元i2的输出使能信号；
10.比较器单元cmp1，通过比较正相输入端电压值和反相输入端电压值，得到数字输出信号dcdc_en作为驱动电路单元buffer的使能端；
11.脉宽调制电路单元i4，接收外部输入的时钟信号clk，利用电容的充放电与比较器调制原理产生调制过占空比的脉冲信号pwm输出至驱动电路单元buffer。
12.优选地，所述的电流转换输出电路单元i2包括第一运算放大器(a1)、第二运算放大器a2、第一电阻r1、第二电阻r2、满偏电流设置电阻r
set
、第一nmos管nm1、第一pmos管pm1、第二pmos管pm2；
13.第一运算放大器a1的正相输入端连接外部输入的电压型da信号v
dac
，第一运算放大器a1的反相输入端与第一nmos管nm1的源极、满偏电流设置电阻r
set
的一端相连，第一运算放大器a1的输出端连接第一nmos管nm1的栅极，满偏电流设置电阻r
set
的另一端接地，第一电阻r1的一端与第二电阻r2的一端、升压型dc
‑
dc转换电路单元i1的输出端相连，第一电阻r1的另一端与第一nmos管nm1的漏极、第二运算放大器a2的负相输入端相连，第二运算放大器a2的正相输入端与第二电阻r2的另一端、第一pmos管pm1的源极，第二运算放大器a2的输出端与第一pmos管pm1的栅极相连，第一pmos管pm1的漏极连接到第二pmos管pm2的源极，第二pmos管pm2的栅极连接钳位输出电路单元i3输出的基准电压信号v
a
，第二pmos管pm2的漏极连接阻性负载。
14.优选地，根据权利要求1所述的一种控制电流型数模转换器供电功率的动态电源管理方法，其特征在于所述的钳位电路单元i3包括第一齐纳二极管d
z
、第一偏置电流源i
bias1
、第二偏置电流源i
bias2
、第二pmos管pm2、第三电阻r3、第四电阻r4；
15.第一齐纳二极管d
z
的阳极与第三pmos管pm3的栅极、第二偏置电流源i
bias2
的一端相连作为基准电压信号v
a
输出，第一齐纳二极管d
z
的阴极与第一偏置电流源i
bias1
的一端、升压型dc
‑
dc转换电路单元i1的输出端相连，第一偏置电流源i
bias1
的输出端、第三电阻r3的一端连接至钳位电压输出端及比较器单元cmp1的反相输入端，第三电阻r3的另一端与第三pmos管pm3的源极相连，第三pmos管pm3的漏极与第四电阻r4的一端相连，第二偏置电流源i
bias2
的另一端和第四电阻r4的另一端接地。
16.优选地，所述第一电阻r1、第二电阻r2、第四电阻r4可替换为小信号分析条件下的等效电阻。
17.优选地，第三电阻r3为可变电阻。
18.优选地，所述的钳位输出电路单元i3中第三pmos管pm3在第一偏置电流源i
bias1
影响下处于恰好饱和的工作状态，第三pmos管pm3的栅源电压始终等于阈值电压，保证钳位输出电路单元i3的输出与升压型dc
‑
dc转换电路单元i1的输出之间的电压差被钳位固定。
19.优选地，dc
‑
dc转换电路单元i1输出电压被置为足以驱动电流转换输出电路单元i2的固定初始电位值。
20.优选地，脉宽调制电路单元i4包括第二nmos管nm2、第三nmos管nm3、第四nmos管nm4、第五nmos管nm5、第六nmos管nm6、第七nmos管nm7、第八nmos管nm8、第九nmos管nm9、第十nmos管nm10、第一恒流源i
charg
、第三偏置电流源i
bias3
、第四偏置电流源i
bias4
、第一电容c1、第二比较器cmp2、第五电阻r5、第一反相器inv1、第二反相器inv2、第一或非门nor1、第一d触发器d
trig1
；
21.第二nmos管nm2的漏极与第一电容c1的上极板、第一恒流源i
charg
的输出端、第四
nmos管nm4的漏极、第二比较器cmp2的反相输入端相连，第二nmos管nm2的栅极、第五nmos管nm5的源极与第五电阻r5的一端相连，第二nmos管nm2的源极连接至第三nmos管nm3的漏极，第三nmos管nm3的栅极、第一电容c1的下极板、第五电阻r5的另一端与第六nmos管nm6的漏极相连，第三nmos管nm3的源极接地，第四nmos管nm4的栅极、第五nmos管nm5的栅极、第一反相器inv1的输入端、第二反相器inv2的输入端、第一或非门nor1的输出端相连，第四nmos管nm4的源极与第七nmos管nm7的漏极相连，第六nmos管nm6的栅极与第二反相器inv2的输出端相连，第六nmos管nm6的源极连接第八nmos管nm8的漏极，第七nmos管nm7的栅极、第八nmos管nm8的栅极、第九nmos管nm9的栅极、第九nmos管nm9的漏极和第四偏置电流源i
bias4
的输出端相连，第一恒流源i
charg
的输入端、第三偏置电流源i
bias3
的输入端与第四偏置电流源i
bias4
的输入端接到电压源，第七nmos管nm7的源极、第八nmos管nm8的源极和第九nmos管nm9的源极接地，第二比较器cmp2的正相输入端连接参考电压源v
ref
，第二比较器cmp2的正相输出端与第十nmos管nm10的栅极相连，第二比较器cmp2的反相输出端连接第一d触发器d
trig1
的置零复位端，第一d触发器d
trig1
的数字输入端连接数字高电位，第一d触发器d
trig1
的时钟输入端连接外部输入的时钟信号clk，第一d触发器d
trig1
的输出端连接第一或非门nor1的一个输入端，第十nmos管nm10的漏极与第一反相器inv1的输出端和第一或非门nor1的另一个输入端相连，第十nmos管nm10的源极接地。
22.优选地，所述的脉宽调制电路单元i4中第一恒流源i
charg
和第四偏置电流源i
bias4
为可变电流源。
23.本发明与现有技术相比的有益效果是：
24.(1)、本发明的电流转换输出电路通过接收电压型da信号转换为预设输出电流i
dac
，而预设的满偏输出电流i
dac,fs
由满偏电流设置电阻r
set
确定，由于输出级电路直接由可以输出较高电压值的dc
‑
dc转换电路供电，电流转换输出电路输出可以设定较宽的电流输出动态范围和较大范围的负载阻值；
25.(2)、本发明控制电流型数模转换器供电功率的动态电源管理方法，有别于使用固定电压值为电流型数模转换器供电，dc
‑
dc转换电路可以锲合输出到负载上的不同电压值，自适应控制输出电源电压始终处于最低幅值值，实现功率最小化；
26.(3)、本发明通过改变第四偏置电流源i
bias4
或第一恒流源i
charg
的输出电流值，可调整脉宽调制电路的输出脉冲占空比，从而控制dc
‑
dc转换电路最大输出电压值与其输入电压之间实现不同的比例关系；
27.(4)、本发明的电流转换输出电路相较于使用电流镜的方式设置电流放大倍数，利用了高增益运放a2确保流经满偏电流设置电阻上的电流到负载上的输出电流之间具有精确的放大倍数；
28.(5)、由于dc
‑
dc转换电路的输出电压与第二pmos管pm2的栅极电位之间的压差被稳压管钳位，本发明采集的负载电压值也因此被限制在pm2的栅压与输出级电路的电源出电压之间，极大地降低了采集的负载电压值的波动范围，使得电路在工作状态下具有极高的稳定性。
29.(6)、本发明提出为数模转换器中加入升压型dc
‑
dc转换电路并配以输出功率检测并反馈调节电源电压的控制电路设计方法，是实现功率最小化的合理手段。
附图说明
30.图1为本发明实施例控制电流型数模转换器供电功率的动态电源管理电路的组成框图；
31.图2为本发明实施例电流转换输出电路原理图；
32.图3为本发明实施例钳位输出电路原理图；
33.图4为本发明实施例脉宽调制电路原理图；
34.图5为本发明实施例工作在连续导通模式的升压型dc
‑
dc转换电路原理图；
35.图6为本发明实施例脉冲宽度调制电路信号波形图；
36.图7为本发明实施例dc
‑
dc转换电路输出、比较器cmp1输入与输出、驱动电路输出信号波形图。
具体实施方式
37.以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。
38.当电流型数模转换器输出动态范围较宽时，相应的阻性负载上的电压变化范围也会比较大，而负载阻值的更改会再一次增幅这个变化范围。因此本发明为了改善电流模式下的功耗浪费，采用以输出电压与供电电压比较和对升压过程控制的方式，根据输出需求量入为出，控制dc
‑
dc转换电路输出可变电源为电流转换输出电路供电。
39.如图1所示，本发明提供的一种控制电流型数模转换器供电功率的动态电源管理电路，包括驱动电路单元buffer、升压型dc
‑
dc转换电路单元i1、电流转换输出电路单元i2、钳位输出电路单元i3、比较器单元cmp1、脉宽调制电路单元i4，其中：
40.升压型dc
‑
dc转换电路单元i1，将外部输入的直流电源电压泵升至足以驱动电流转换输出电路单元i2输出指定电流值的最低电源电压信号v
dcdc
，升压过程受驱动电路单元buffer提供的pwm脉冲信号控制，dc
‑
dc转换电路单元i1的输出电压信号v
dcdc
同时也为电流转换输出电路单元i2和钳位输出电路单元i3供电；
41.驱动电路单元buffer，接收调制过占空比的脉冲信号pwm，以比较器单元cmp1的数字输出信号dcdc_en为使能端，向升压型dc
‑
dc转换电路单元i1提供pwm脉冲信号dcdc_pwm进行升压过程的控制；
42.电流转换输出电路单元i2，在输出使能信号的控制下，将外部输入的电压型da信号v
dac
转换为预设电流输出，施加在阻性负载上，同时采集阻性负载上的电压值传递到比较器单元cmp1的正相输入端；钳位输出电路单元i3，利用由齐纳二极管的反相导通时所体现的稳压特性，产生与升压型dc
‑
dc转换电路i1的输出值具有固定压差的钳位电压，将该钳位电压输出传递至比较器单元cmp1的反相输入端，过程中齐纳二极管d
z
产生的另一路电压值记为出基准电压信号v
a
输出至电流转换输出电路单元i2，作为电流转换输出电路单元i2的输出使能信号；
43.比较器单元cmp1，通过比较正相输入端电压值和反相输入端电压值，得到数字输出信号dcdc_en作为驱动电路单元buffer的使能端；
44.脉宽调制电路单元i4，接收外部输入的时钟信号clk，利用电容的充放电与比较器调制原理产生调制过占空比的脉冲信号pwm输出至驱动电路单元buffer。如图2所示的电流转换输出电路单元i2包括第一运算放大器a1)、第二运算放大器a2、第一电阻r1、第二电阻
r2、满偏电流设置电阻r
set
、第一nmos管nm1、第一pmos管pm1、第二pmos管pm2；
45.第一运算放大器a1的正相输入端连接输入的电压型da信号v
dac
，第一运算放大器a1的反相输入端与第一nmos管nm1的源极、满偏电流设置电阻r
set
的一端相连，第一运算放大器a1的输出端连接第一nmos管nm1的栅极，满偏电流设置电阻r
set
的另一端接地，第一电阻r1的一端与第二电阻r2的一端、升压型dc
‑
dc转换电路单元i1的输出端相连，第一电阻r1的另一端与第一nmos管nm1的漏极、第二运算放大器a2的负相输入端相连，第二运算放大器a2的正相输入端与第二电阻r2的另一端、第一pmos管pm1的源极，第二运算放大器a2的输出端与第一pmos管pm1的栅极相连，第一pmos管pm1的漏极连接到第二pmos管pm2的源极，第二pmos管pm2的栅极连接钳位输出电路单元i3输出的基准电压信号v
a
，第二pmos管pm2的漏极连接阻性负载。
46.所述的电流转换输出电路单元i2具有将电压型da信号转换为预设电流值的能力，输出级电路需由能够提供较高电压值的升压型dc
‑
dc转换电路单元i1供电。
47.所述的钳位电路单元i3包括第一齐纳二极管d
z
、第一偏置电流源i
bias1
、第二偏置电流源i
bias2
、第二pmos管pm2、第三电阻r3、第四电阻r4；
48.第一齐纳二极管d
z
的阳极与第三pmos管pm3的栅极、第二偏置电流源i
bias2
的一端相连作为基准电压信号v
a
输出，第一齐纳二极管d
z
的阴极与第一偏置电流源i
bias1
的一端、升压型dc
‑
dc转换电路单元i1的输出端相连，第一偏置电流源i
bias1
的输出端、第三电阻r3的一端连接至钳位电压输出端及比较器单元cmp1的反相输入端，第三电阻r3的另一端与第三pmos管pm3的源极相连，第三pmos管pm3的漏极与第四电阻r4的一端相连，第二偏置电流源i
bias2
的另一端和第四电阻r4的另一端接地。
49.第一电阻r1、第二电阻r2、第四电阻r4可替换为小信号分析条件下的等效电阻。第三电阻r3可使用可变电阻用以调整dc
‑
dc转换电路单元i1的输出值与电流转换输出电路单元i2实际施加在负载上电压之间的电压裕值。
50.钳位输出电路单元i3中第三pmos管pm3在第一偏置电流源i
bias1
影响下处于恰好饱和的工作状态，第三pmos管pm3的栅源电压始终等于阈值电压，保证钳位输出电路单元i3的输出与升压型dc
‑
dc转换电路单元i1的输出之间的电压差被钳位固定。
51.为保证电路稳压管在dc
‑
dc转换电路单元i1升压过程中能够起作用，当电流转换输出电路单元i2输出功率极低时，dc
‑
dc转换电路i1输出电压被置为足以驱动电流转换输出电路单元i2的固定初始电位值。
52.如图4所示的脉宽调制电路单元i4包括第二nmos管nm2、第三nmos管nm3、第四nmos管nm4、第五nmos管nm5、第六nmos管nm6、第七nmos管nm7、第八nmos管nm8、第九nmos管nm9、第十nmos管nm10第一恒流源i
charg
、第三偏置电流源i
bias3
、第四偏置电流源i
bias4
、第一电容c1、第二比较器cmp2、第五电阻r5、第一反相器inv1、第二反相器inv2、第一或非门nor1、第一d触发器dtrig；
53.第二nmos管nm2的漏极与第一电容c1的上极板、第一恒流源i
charg
的输出端、第四nmos管nm4的漏极、第二比较器cmp2的反相输入端相连，第二nmos管nm2的栅极、第五nmos管nm5的源极与第五电阻r5的一端相连，第二nmos管nm2的源极连接至第三nmos管nm3的漏极，第三nmos管nm3的栅极、第一电容c1的下极板、第五电阻r5的另一端与第六nmos管nm6的漏极相连，第三nmos管nm3的源极接地，第四nmos管nm4的栅极、第五nmos管nm5的栅极、第一反
相器inv1的输入端、第二反相器inv2的输入端、第一或非门nor1的输出端相连，第四nmos管nm4的源极与第七nmos管nm7的漏极相连，第六nmos管nm6的栅极与第二反相器inv2的输出端相连，第六nmos管nm6的源极连接第八nmos管nm8的漏极，第七nmos管nm7的栅极、第八nmos管nm8的栅极、第九nmos管nm9的栅极、第九nmos管nm9的漏极和第四偏置电流源i
bias4
的输出端相连，第一恒流源i
charg
的输入端、第三偏置电流源i
bias3
的输入端与第四偏置电流源i
bias4
的输入端接到电压源，第七nmos管nm7的源极、第八nmos管nm8的源极和第九nmos管nm9的源极接地，第二比较器cmp2的正相输入端连接参考电压源v
ref
，第二比较器cmp2的正相输出端与第十nmos管nm10的栅极相连，第二比较器cmp2的反相输出端连接第一d触发器d
trig1
的置零复位端，第一d触发器d
trig1
的数字输入端连接数字高电位，第一d触发器d
trig1
的时钟输入端连接外部输入的时钟信号，第一d触发器d
trig1
的输出端连接第一或非门nor1的一个输入端输入，第十nmos管nm10的漏极与第一反相器inv1的输出端和第一或非门nor1的另一个输入端相连，第十nmos管nm10的源极接地。
54.脉宽调制电路单元i4中可将第一恒流源i
charg
和第四偏置电流源i
bias4
替换为可变电流源，以此改变脉宽调制电路单元i4输出脉冲的占空比。
55.如图5所示，工作在连续导通模式下的升压型dc
‑
dc转换电路利用互补导通的两个开关交替导通，将较低的直流电压泵升至所需的高压输出，两个开关的控制信号来自于脉宽调制电路的输出脉冲pwm，根据电感磁通量守恒原则，功率开关管的控制信号的占空比d、dc
‑
dc转换电路的输入电压v
in
与最大输出电压v
dcdc,max
之间的关系为
[0056][0057]
功率开关管的控制信号的占空比d越大，dc
‑
dc转换电路所能达到的最大输出电压值越大，但是升压速度会相应降低。
[0058]
对于pwm的调制过程主要信号波形图如图6所示，依赖于利用不断充放电的电容上极板电压值与参考电压值进行比较，以及d触发器复位作用调制脉冲占空比，脉宽调制步骤如下：
[0059]
(一)起始状态：电容c上的电压v
c
低于参考电压值v
ref
，比较器正相输出端输出高电位，同时反相输出端输出低电位，在接收一次时钟上升沿之后，d触发器d
trig1
输出高电位，pwm置低；
[0060]
(二)充电过程：开关晶体管nm4、nm5在pwm信号控制下关断，电容c1开始由恒流源i
charg
充电；
[0061]
(三)放电过程：当电容c1上的电压v
c
超过v
ref
，比较器cmp2反相输出端输出由低电位短暂转换为高电位，d触发器d
trig1
被异步置零，pwm信号被置高，nm4、nm2分别所在支路依次导通，电容c1开始放电，直到下一次时钟上升沿到来后，重复步骤一，开始循环。
[0062]
脉宽调制信号pwm的占空比由两个电流源i
charg
和i
bias3
之间的幅值比例进行控制。
[0063]
电流转换输出电路可将电压型da信号v
dac
作为输入转换为预设电流值，预设电流i
dac
被电压型da信号v
dac
、第一电阻r1、第二电阻r2、满偏电流设置电阻r
set
设定为
[0064][0065]
向阻性负载施加预设输出电流i
dac
后阻性负载r
load
上的的电压值为
[0066][0067]
pm2是一个宽长比非常大的晶体管，使得pm2在动态电源管理电路工作过程中全程处于线性区，电阻值r
o2
，则节点x的电压值与电流转换输出电路的实际输出电流i
out
之间的关系为
[0068]
v
x
＝i
out
*(r
o2
+r
load
)
[0069]
当dc
‑
dc转换电路所输出的电压值不足以驱动电流转换输出电路输出预设电流值i
dac
时，负载上的电流会随着dc
‑
dc转换电路升压过程的进行而持续增大，直到达到预设输出电流值后不再增大。
[0070]
而为了保持dc
‑
dc转换电路输出功率的最小化控制，本发明以使用比较器和反馈控制的方式限制dc
‑
dc转换电路升压过程。在电流输出达到预设电流值i
dac
后，将节点x的电压值传递到比较器的正相输入端作为一端输入，另一端y输入接自钳位输出电路的输出。钳位输出电路用作输出与dc
‑
dc转换电路输出电压v
dcdc
相差固定值的钳位电压输出v
y
：
[0071]
v
y
＝v
a
+v
thp
+i
bias1
*r3＝v
dcdc
‑
v
z
+v
thp
+i
bias1
*r3[0072]
其中，v
z
为第一齐纳二极管d
z
反相导通稳压值，v
thp
为第二pmos管pm2的阈值电压。
[0073]
比较器cmp1通过比较两个输入端(x、y)的节点电压值，输出使能信号dcdc_en控制驱动电路单元的导通与关断。当dcdc_en为高电位时驱动电路单元将脉宽调制输出信号pwm复制传递给到dc
‑
dc转换电路的控制输入端dcdc_pwm；当dcdc_en为低电位时驱动电路单元输出为零。而当有脉宽调制输出信号传递给dcdc_pwm时，dc
‑
dc转换电路就会开始升压过程，将直流电源v
in
泵升至高压输出v
dcdc
，驱动电流转换输出电路和钳位输出电路，由此形成环路。
[0074]
随时间推移，作为顶层模块中输入的电压型da信号v
dac
由零开始线性增大，在时间节点t1后电压型da信号v
dac
保持不变，整个过程中dc
‑
dc转换电路输出v
dcdc
、比较器cmp1输入(x、y)与输出dcdc_en、驱动电路输出信号dcdc_pwm，波形如图7所示。随着电压型数模转换器输出v
dac
逐渐增大，留给dc
‑
dc转换电路的输出电压v
dcdc
与负载上压降v
out
之间的裕值空间逐渐被压缩。在时间节点t0，v
dcdc
与v
x
之间的裕值接近最小极限值，电流转换输出电路的输出电流达到i0，dc
‑
dc转换电路开始升压过程，升压过程中dc
‑
dc转换电路的输出电压v
dcdc
与负载上压降v
out
之间始终保持一定裕值。在到达时间节点t1后，阻性负载上的电流输出保持预设电流值i
dac
，v
x
也达到最大，比较器cmp1仍输出高电位，所以dc
‑
dc转换电路继续升压。在时间节点t2时，比较器cmp1的两个输入端电压相等，输出由高电位转为低电位，但由于dc
‑
dc转换电路的电路内部延迟，dc
‑
dc转换电路的升压过程依旧持续到了t3时刻才停止升压。在t4时刻，钳位输出电路的输出降压至与负载上压降v
x
相等，比较器cmp1的输出由低电位变为高电位，但dc
‑
dc转换电路的降压过程延迟到时刻t5才结束。在t5时刻，dc
‑
dc转换电路又重新开始升压过程。
[0075]
最终，dc
‑
dc转换电路的输出电压v
dcdc
纹波范围趋于稳定，电流转换输出电路的输出电流i
out
稳定在目标预设值i
dac
，而dc
‑
dc转换电路的输出电压始终保持与施加在负载上
的压降相差最小裕值。通过对输出电压的监测对供电电源做适应性调整的过程，使得电源管理电路的输出功率始终会保持最低状态。
[0076]
综上所述，本发明提供的一种控制电流型数模转换器供电功率的动态电源管理电路具备如下特点：
[0077]
(一)电流转换输出电路产生预设电流驱动阻性负载，其输出电流的幅值由电压型da信号v
dac
控制，电流转换输出电路的输出级电路由dc
‑
dc转换电路供电。
[0078]
(二)钳位输出电路单元的输出与dc
‑
dc转换电路输出电压有固定压差，通过将电流转换输出电路施加在负载上的电压信号与该钳位输出电压进行比较，产生驱动电路的使能控制数字信号dcdc_en。
[0079]
(三)升压过程：当升压型dc
‑
dc转换电路不足以驱动电流转换输出电路向阻性负载施加预设电流输出时，比较器输出高电位，控制dc
‑
dc转换电路持续升压。
[0080]
(四)自由放电：当升压型dc
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dc转换电路的输出电压达到能够驱动电流转换输出电路输出设定电流值的最小电压时，比较器输出信号由高电位转换为低电位，dc
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dc转换电路停止升压。
[0081]
(五)在以电流转换输出电路为阻性负载进行放电过程中，dc
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dc转换电路的输出逐渐减小，当输出电压不足以驱动电流转换输出电路输出预设电流时，再次执行步骤三，最终dc
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dc转换电路输出电压足以驱动电流转换输出电路输出预设电流后，输出电源电压维持动态平衡。
[0082]
以上所述，仅为本发明最佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
[0083]
本发明未详细说明部分属本领域技术人员公知常识。