低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放及其实现方法

1.本发明涉及无线射频电路技术领域，特别是涉及一种低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放及其实现方法。


背景技术：

2.最近几年以来，第五代移动通信技术(5g)的商用与发展让更多人体验到大带宽和高速率的信息传输带来的便利，但随之而来的便是占用大量的频谱资源。目前5g的主要频段为sub-6ghz频段，该频段的频谱资源需要得到更加充分地利用。为了高效地使用日益紧缺的频谱资源，高峰值平均功率比(papr)的调制信号被广泛采用。为了保证无限通信质量所需要的高线性度要求，功率放大器需要经常工作在回退状态下并且具有较高的效率。
3.功率回退法相当于把晶体管从输出高功率状态转变为输出低功率状态，过度地牺牲直流功耗导致效率下降和散热困难。因此需要采取手段使之在饱和状态和回退状态都能保持较高的效率，例如包络跟踪技术和多尔蒂的负载调制技术等，但这些技术的窄带特性越来越无法满足现在超宽带无线射频通信要求，需要新型的宽带高回退效率的功放架构来改善通信性能。在近几年提出的负载调制平衡式功率放大器(lmba),其宽带特性得以展现，但回退效率尚未达到类似多尔蒂的性能提升效果，而且复杂的双输入架构增加了系统的复杂度，实有必要进行研究并给出解决方法，以解决现有技术中的缺陷。


技术实现要素：

4.技术问题：本发明的目的是提供一种低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放及其实现方法，能够降低传统的lmba在信号传输中的损耗以及进一步提升回退范围内的效率。
5.技术方案：本发明的一种低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放包括非等分输入功分器模块、平衡式功率放大器电路模块、控制信号功率放大模块和相位延迟模块；
6.所述平衡式功率放大器电路模块为主路，包括低损耗平衡功分器模块、第二相位延迟模块、功率放大器电路模块、正交耦合器模块和第一阻抗变换器模块、第二阻抗变换器模块、第三阻抗变换器模块；其中所述功率放大器电路模块包括第二输入匹配、第二功率放大器、第二输出匹配和第三输入匹配、第三功率放大器、第三输出匹配；
7.所述控制信号功率放大模块为辅路，包括第一输入匹配、第一功率放大器、第一输出匹配；
8.所述非等分输入功分器模块将输入信号分成两路信号，第一路信号经过相位延迟模块顺序通过控制信号功率放大模块的第一输入匹配、第一功率放大器、第一输出匹配端，再由第一输出匹配端输出到正交耦合器模块的第3输入端口；第二路信号进入平衡式功率放大器电路模块中的低损耗平衡功分器模块再分成两路信号，一路信号顺序通过功率放大器电路模块的第二输入匹配，再经过第二功率放大器、第二输出匹配端、第一阻抗变换器模块到正交耦合器模块的第1输入端口，另一路信号通过第二相位延迟模块顺序通过功率放
大器电路模块的第三输入匹配、第三功率放大器、第三输出匹配、第二阻抗变换器模块到正交耦合器模块的第3输入端口；正交耦合器模块的输出通过第三阻抗变换器模块输出信号。
9.其中，
10.所述的低损耗平衡功分器模块用于将信号等分为完全相同的两路信号，代替传统平衡式功率放大器的输入耦合器。
11.所述功率放大器电路模块和所述正交耦合器模块之间加入了第一阻抗变换器和第二阻抗变换器模块，所述第一阻抗变换器模块和第二阻抗变换器用于在回退范围之前让所述第二功率放大器和第三功率放大器达到预饱和效果。
12.所述正交耦合器模块和最终输出之间加入了宽带的第三阻抗变换器模块，所述第三阻抗变换器模块用于将所述正交耦合器模块的特征阻抗转化为50ω。
13.所述低损耗平衡功分器模块采用等分分支线功分器。
14.所述功率放大器电路模块包括依次连接的输入匹配、功率放大器晶体管和输出匹配；其中，第一功率放大器采用c类功率放大器，第二功率放大器和第三功率放大器采用ab类功率放大器。
15.所述非等分输入功分器模块采用非等分分支线功分器，产生的第二路信号比第一路信号大3db，有别于传统lmba的双输入结构，降低了系统的复杂度。
16.所述正交耦合器模块采用3db正交分支线耦合器。
17.本发明的低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放的实现方法包括以下步骤：
18.s1.设计一个低损耗平衡功分器模块，并在其中一个输出端加入90
°
的相位延迟模块；
19.s2.设计一个宽带3db正交耦合器模块，用于主路和辅路信号合成以及总信号的输出，并在正交耦合器模块输出端口处加入宽带的第二种阻抗变换器，用于将耦合器特征阻抗转变为50ω；
20.s3.设计一个宽带的平衡式功率放大器电路作为主路，其中，第二功率放大器一路的输出端与设计的正交耦合器第1输入端口连接，第三功率放大器一路的输出端与设计的正交耦合器第2输入端口连接，并调整第一阻抗变换器，完成类似多尔蒂功率放大器的负载调制作用；
21.s4.设计一个控制信号功率放大模块作为辅助路，放大合适的控制信号，并连接到设计的正交耦合器的第3输入端口；
22.s5.设计一个宽带非等分输入功分器模块，将输入信号分成两部分信号，产生的第二路信号比第一路信号大3db；
23.s6.调整产生的第一路信号与控制信号功率放大模块之间的相位延迟模块，优化lmba的负载调制效果，使之总体效果符合设计要求。
24.本发明通过低损耗平衡功分器模块代替传统平衡式功率放大器的输入耦合器以降低信号传输损耗；通过非等分输入功分器模块代替传统lmba的双输入架构，大大降低了系统的复杂度；通过加入阻抗变换器实现多尔蒂功率放大器的效率提升方法，提高了负载调制平衡式功率放大器在回退范围内的效率。
25.有益效果：本发明相比传统的负载调制平衡放大器相比具有以下优点：
26.1)通过低损耗平衡功分器模块，相比传统耦合器提高了系统带宽，并且降低了系
统传输损耗，还令平衡式功率放大器在带宽内的两路相位差值更加稳定的接近于90
°
；
27.2)通过非等分输入功分器模块代替传统lmba的双输入架构，调整相位延迟模块以达到lmba的负载调制效果，从而大大降低了系统的复杂度。
28.3)通过加入阻抗变换器实现类多尔蒂功率放大器的效率提升方法，提高了负载调制平衡式功率放大器在回退范围内的效率，提高了系统的性能。
附图说明
29.图1是本发明系统结构框图；
30.图2是本发明中正交耦合器的结构框图；
31.图3是本发明具体实施方式中使用传统耦合器和低损耗功分器的传输损耗对比图；
32.图4是本发明具体实施方式中使用传统耦合器和低损耗功分器的相位损耗对比图；
33.图5是本发明的理想效率曲线与传统lmba和传统ab类功率放大器对比图；
34.图6是本发明具体设计中的最终仿真结果图。
35.图中有：非等分输入功分器模块1、平衡式功率放大器电路模块2、控制信号功率放大模块3、相位延迟模块4；低损耗平衡功分器模块21、第二相位延迟模块22、功率放大器电路模块23、正交耦合器模块24、第一阻抗变换器模块251、第二阻抗变换器模块252、第三阻抗变换器模块253、第二输入匹配231、第二功率放大器232、第二输出匹配233、第三输入匹配234、第三功率放大器235、第三输出匹配236；第一输入匹配31、第一功率放大器32、第一输出匹配33。
具体实施方式
36.下面结合具体实施方式和附图对本发明的技术方案作进一步的介绍。
37.该功率放大器包括非等分输入功分器模块1、平衡式功率放大器电路模块2、控制信号功率放大模块3和相位延迟模块4；所述平衡式功率放大器电路模块2为主路，包括低损耗平衡功分器模块21、第二相位延迟模块22、功率放大器电路模块23、正交耦合器模块24和第一阻抗变换器模块251、第二阻抗变换器模块252、第三阻抗变换器模块253；其中所述功率放大器电路模块23包括第二输入匹配231、第二功率放大器232、第二输出匹配233和第三输入匹配234、第三功率放大器235、第三输出匹配236；所述控制信号功率放大模块3为辅路，包括第一输入匹配31、第一功率放大器32、第一输出匹配33；所述非等分输入功分器模块1将输入信号分成两路信号，第一路信号经过相位延迟模块4顺序通过控制信号功率放大模块3的第一输入匹配31、第一功率放大器32、第一输出匹配端33，再由第一输出匹配端33输出到正交耦合器模块24的第3输入端口；第二路信号进入平衡式功率放大器电路模块2中的低损耗平衡功分器模块21再分成两路信号，一路信号顺序通过功率放大器电路模块23的第二输入匹配231，再经过第二功率放大器232、第二输出匹配端233、第一阻抗变换器模块251到正交耦合器模块24的第1输入端口，另一路信号通过第二相位延迟模块22顺序通过功率放大器电路模块23的第三输入匹配234、第三功率放大器235、第三输出匹配236、第二阻抗变换器模块252到正交耦合器模块24的第3输入端口；正交耦合器模块24的输出通过第三
阻抗变换器模块253输出信号。
38.参见图1，所示为本发明的低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放的原理框图，包括非等分输入功分器模块1、平衡式功率放大器电路模块2、控制信号功率放大模块3和相位延迟模块4。所述非等分输入功分器模块1将输入信号分成两路信号，第一路信号经过相位延迟模块4顺序通过控制信号功率放大模块3的第一输入匹配31、第一功率放大器32、第一输出匹配端33，再由第一输出匹配端33输出到正交耦合器模块24的第3输入端口，该路做为辅助路；
39.所述平衡式功率放大器电路模块2为主路，包括低损耗平衡功分器模块21、第二相位延迟模块22、功率放大器电路模块23、正交耦合器模块24和第一阻抗变换器模块251、第二阻抗变换器模块252、第三阻抗变换器模块253；其中所述功率放大器电路模块23包括第二输入匹配231、第二功率放大器232、第二输出匹配233和第三输入匹配234、第三功率放大器235、第三输出匹配236；第二路信号进入平衡式功率放大器电路模块2中的低损耗平衡功分器模块21再分成两路信号，一路信号顺序通过功率放大器电路模块23的第二输入匹配231，再经过第二功率放大器232、第二输出匹配端233、第一阻抗变换器模块251到正交耦合器模块24的第1输入端口，另一路信号通过第二相位延迟模块22顺序通过功率放大器电路模块23的第三输入匹配234、第三功率放大器235、第三输出匹配236、第二阻抗变换器模块252到正交耦合器模块24的第3输入端口；正交耦合器模块24的输出通过第三阻抗变换器模块253输出信号。
40.作为进一步的改进方案，所述的低损耗平衡功分器模块21用于将信号等分为完全相同的两路信号，代替传统平衡式功率放大器的输入耦合器。
41.进一步，所述功率放大器电路模块23和所述正交耦合器模块24之间加入了第一阻抗变换器251和第二阻抗变换器模块252，所述第一阻抗变换器模块251和第二阻抗变换器252用于在回退范围之前让所述第二功率放大器232和第三功率放大器235达到预饱和效果。
42.进一步，所述正交耦合器模块24和最终输出之间加入了宽带的第三阻抗变换器模块253，所述第三阻抗变换器模块253用于将所述正交耦合器模块24的特征阻抗转化为50ω。
43.进一步，所述功率放大器电路模块23包括依次连接的输入匹配、功率放大器晶体管和输出匹配；其中，第一功率放大器32采用c类功率放大器，第二功率放大器232和第三功率放大器235采用ab类功率放大器。
44.进一步，所述非等分输入功分器模块1采用非等分分支线功分器，产生的第二路信号比第一路信号大3db，有别于传统lmba的双输入结构，降低了系统的复杂度。
45.最终，主路和辅助路通过正交耦合器模块24连接，并在正交耦合器模块24的第4端口输出，经过第三阻抗变换器模块253后输出到50ω的标准负载上，完整的低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放架构得以建成。
46.以下再对本发明的低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放的技术原理作如下阐述：
47.如图2，所示正交耦合器模块24的原理图，i1、i2、i3和i4分别是正交耦合器模块24第1、第2、第3和第4端口的等效电流；v1、v2、v3和v4分别是正交耦合器模块24第1、第2、第3和
第4端口的等效电压；z0为正交耦合器模块24的特征阻抗；j为虚部符号；从第一功率放大器32流出的电流大小为ic；从第二功率放大器232流出的电流大小为i
ab
；正交耦合器模块24第3端口处电流与第1端口的电流相位差为φ，该正交耦合器模块24的散射参量矩阵：
[0048][0049]
则i1＝-ji
ab
、i2＝-i
ab
、i3＝-jice
jφ
，
[0050]
则根据正交耦合器模块24散射参量矩阵可以得到，第二放大器晶体管和第三放大器晶体管分别看向正交耦合器模块24端口1和端口2的阻抗为z1和z2：
[0051][0052]
根据阻抗、电压和电流可以算出各个端口的功率表达式，第一放大器晶体管一路输出功率为pc，第二放大器晶体管一路输出功率为p
ab1
，第三放大器晶体管一路输出功率为p
ab2
，它们的关系为：
[0053][0054][0055]
式中re为取实部运算符。根据散射参量矩阵可得正交耦合器模块24第4端口的等效电流为i4：
[0056][0057]
由此可得总输出p
out
与三路功率放大器晶体管的输出的关系如下：
[0058][0059]
可见三路功率放大器晶体管的输出能够全部输出至正交耦合器模块24第4端口，理论上没有任何损失。
[0060]
低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放架构在回退点之前低功率信号阶段和回退点之后的高功率信号阶段呈现不同的负载调制方式。
[0061]
在回退点之前低功率信号阶段，第一功率放大器32因为工作在c类，没有放大信号的作业且接近关闭状态，所以i3＝0，整个功放的输出功率完全由平衡式功率放大器电路模块2提供，本设计采用的分支线正交耦合器模块24的特征阻抗为20ω，第一阻抗变换器模块251和第二阻抗变换器模块252为特征阻抗为47ω的四分之一波长阻抗变换器，将正交耦合器模块24的特征阻抗转变为110ω的高阻状态，再经过匹配网络呈现给放大器晶体管，达到让功率放大器晶体管提前饱和的效果，以大幅度提高回退点的效率，这是多尔蒂功率放大器的原理之一。
[0062]
在回退点之后的大功率信号阶段，工作在c类的第一功率放大器32逐渐开启，起到功率放大的作用，lmba的负载调制效果开始展现，此时正交耦合器模块24的第1端口和第2
端口相对于第二功率放大器232和第三功率放大器235的阻抗因为负载调制的作用将不再是z0＝20ω，而变成：
[0063][0064]
随着控制路信号功率越来越大，定义一个功率比因子α：
[0065][0066]
此时正交耦合器模块24的第1端口和第2端口的反射系数ρ1和ρ2相同，均为反射系数ρ：
[0067][0068]
由此，我们可以推出功率比因子和反射系数的关系：
[0069][0070]
因此，通过合理设置功率比因子α的值，可以完成lmba的幅度调制功能，通过合理设置相位延迟模块4中相位差φ的值，可以完成lmba的相位调制功能。最终在饱和点时，功率比因子设置为第一功率放大器32的饱和输出和第二功率放大器232的饱和输出之比，此时的α＝0.686，通过改变相位延迟模块4，以让饱和状态达到最高效率，实现lmba的负载调制功能；通过lmba的负载调制将z1和z2调制为62ω，再经过第一阻抗变换器模块251和第二阻抗变换器模块252变换为35.5ω，让功率放大器晶体管可以从预先饱和状态变成正常饱和状态，实现多尔蒂的负载调制功能。
[0071]
综上所述，本技术的低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放相比传统的负载调制平衡放大器相比具有以下三个优点：
[0072]
1)通过低损耗平衡功分器模块，相比传统耦合器提高了系统带宽，并且降低了系统传输损耗，还令平衡式功率放大器在带宽内的两路相位差值更加稳定的接近于90
°
；
[0073]
2)通过非等分输入功分器模块代替传统lmba的双输入架构，调整相位延迟模块以达到lmba的负载调制效果，从而大大降低了系统的复杂度。
[0074]
3)通过加入阻抗变换器实现类多尔蒂功率放大器的效率提升方法，提高了负载调制平衡式功率放大器在回退范围内的效率，提高了系统的性能。
[0075]
本发明的低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放的设计，包括以下步骤：
[0076]
s1、设计一个低损耗平衡功分器模块，并在其中一个输出端加入90
°
的相位延迟模块，将其与传统耦合器作比较如图3和图4。在3.2ghz-3.8ghz内，传输损耗为传输系数与3db的差值，传输损耗由1.1db-0.1db降低到0.07db-0.04db，损耗降低效果显著；相位损耗为两路相位差与标准的90
°
的差值，相位损耗由-18.5
°
降低到11
°
相位损耗降低明显；
[0077]
s2、设计一个宽带3db正交耦合器模块，用于主路和辅助路信号合成以及总信号的输出，并在耦合器第4端口处加入宽带的第二种阻抗变换器，用于将耦合器特征阻抗转变为50ω；
[0078]
s3、设计一个宽带的平衡式功率放大器电路作为主路，其中的ab类功率放大器晶体管选用cree公司生产的10w-cg2h40010f，漏极电压设置为28v，栅极电压设置为-2.8v，在此基础上进行输入匹配、输出匹配和直流偏置电路的设计，将晶体管源阻抗匹配到50ω，将晶体管饱和点最佳负载阻抗匹配到35.5ω。第二功率放大器一路的输出端与设计的正交耦合器第1端口连接，第三功率放大器一路的输出端与设计的正交耦合器第2端口连接，并调整第一种阻抗变换器，完成类似多尔蒂功率放大器的负载调制作用；
[0079]
s4、设计一个控制信号功率放大模块作为辅助路，放大合适的控制信号，其中的c类功率放大器晶体管选用cree公司生产的10w-cg2h40010f，漏极电压设置为28v，栅极电压设置为-6.5v，在此基础上进行输入匹配、输出匹配和直流偏置电路的设计，将晶体管源阻抗匹配到50ω，将晶体管饱和点最佳负载阻抗匹配到耦合器的特征阻抗20ω，并连接到设计的正交耦合器的第3端口；
[0080]
s5、设计一个宽带非等分输入功分器模块，将输入信号分成两部分信号，产生的第二信号比第一路
[0081]
信号大3db；
[0082]
s6、调整产生的第一路信号与控制信号功率放大模块之间的相位延迟模块，优化lmba的负载调制效果，最终选择160
°
的相位延迟模块使之总体效果符合设计要求；
[0083]
按照以上步骤进行，即可设计一个完整的低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放，它的理想效率曲线与传统lmba和传统ab类功率放大器对比如图5所示，其效率提升能力显著。利用ads软件基于本发明的方法设计的一个完整的低损耗多尔蒂效率增强型负载调制平衡功放，其仿真结果如图6所示，功率回退6db时的效率提升到57％(传统ab类一般在35％左右，传统lmba一般在51％左右)，饱和效率达到67％，展现出良好的效率提升性能。