一种用于多种生理电信号采集的感知放大电路

1.本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种用于多种生理电信号采集的感知放大电路。


背景技术：

2.根据已有的报道，心脏、大脑等人体重要部位的器官发生疾病对人类的生命具有极大的威胁，而这类严重的生理疾病在一定程度上都是有迹可循，可以预防的。因此，对人体的各种生理信号(例如心电信号ecg，脑电信号eeg等等)进行实时长期地监测，对于慢病防治、康复管理、运动健康和科学养老都具有十分重要的作用。
3.随着微电子与生物医疗的深度交叉融合，以心电贴、运动胸带等为代表的便携式健康监测设备得到快速发展。利用这些设备实现长期实时健康监测，将在慢病防控，运动健康等方面发挥重大作用。常见的便携式生物电信号如表1所示，包括心电信号(electrocardiogram)ecg、脑电信号(electroencephalogram)eeg、肌电信号(electromyogram)emg、眼电信号(electrooculogram)eog。
[0004][0005]
表1
[0006]
从表1中可以看出，这些生物电信号既有低幅值、低频带的共通性，也具有多幅值，多频带的差异性，因此，研究低噪声多模态强抗干扰能力的模拟前端感知放大器(afe)是实现多种生理信号精确感知的关键。
[0007]
现有的模拟前端电路存在以下问题：传统的直流耦合和交流耦合由于增益反馈结构存在一定的失配而在共模抑制比(cmrr)性能上表现不佳，而将斩波调制器放在输入电容与输入电极连接端可以大幅降低片上比例电容的失调，从而提高cmrr性能。采用斩波调制技术的电容耦合afe能够大幅度抑制电路中的闪烁噪声。但斩波调制器在不同时钟相位切换时，不可避免需要对输入电容充放电，导致输入阻抗的降低且引入充放电纹波。通过预充电技术可以将纹波进行一定缓解，将输入阻抗进行一定程度的提高，但提高效果有限。采用正反馈输入阻抗增强技术可以大幅提高输入阻抗，但由于寄生电容的影响，需要精准调节反馈电容，防止电路震荡。此外，生物电信号频率成分集中在低频段(低于1hz到几khz)，为避免dc失调以及基线漂移等极低频率成分引起的干扰，同时保留尽量多的原始信号低频细
节，感知模拟前端放大器(afe)需要＜0.5hz的高通截止频率，这需要极大的rc常数来实现，可采用μf量级的片外电容配合mω量级的片上电阻，或者接近tω级别的电阻配合pf级的片上电容来实现，但都会占用过多的片上面积。


技术实现要素：

[0008]
本发明的目的在于克服上述现有技术中存在的缺点，应用斩波调制电容耦合结构以提供足够高的cmrr，同时引入阻抗提升技术提升感知放大电路的输入阻抗，斩波调制电容耦合仪表放大器中引入直流伺服环路dsl以提供所需的＜0.5hz的高通截止频率，最后引入带宽可调带通滤波器实现对模拟前端电路带宽的独立可调，从而提供一种应用于多种生理电信号监测的模拟前端电路，具有低噪声、多模态、高共模抑制比的优点。
[0009]
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
[0010]
一种用于多种生理电信号采集的感知放大电路，其特点在于，包括依次连接斩波调制电容耦合仪表放大器、可编程增益放大器和带宽可调带通滤波器；
[0011]
所述斩波调制电容耦合仪表放大器，包括第一跨导放大器、第一直流伺服环路和时钟发生器，所述第一跨导放大器正负输入端分别输入第一输入信号和第二输入信号；所述斩波调制电容耦合仪表放大器，用于将两路输入信号调制解调，消除信号的低频噪声及放大器的失调，同时对信号进行固定倍数的增益，并传输至所述可编程增益放大器；
[0012]
所述可编程增益放大器，包括第二跨导放大器和第二直流伺服环路述带宽可调带通滤波器
[0013]
所述带宽可调带通滤波器，包括第三跨导放大器，用于滤除信号的带外噪声，最终输出信号。
[0014]
所述的第一跨导放大器、第二跨导放大器和第三跨导放大器的结构和作用都相同，确保输出信号在电源电压内不失真；
[0015]
所述第一跨导放大器、第二跨导放大器和第三跨导放大器均包括第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管、第五mos管、第六mos管、第七mos管、第八mos管、第九mos管、第十mos管、第十一mos管、第十二mos管、第十三mos管、第十四mos管、第十五mos管、第十六mos管、第十七mos管、第十八mos管、第十九mos管、第二十mos管、第二十一mos管、第二十二mos管、第二十三mos管、第二十四mos管、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第一补偿电容、第二补偿电容、第三补偿电容、第四补偿电容、第一补偿电阻、第二补偿电阻、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、第七开关和第八开关；
[0016]
所述第一mos管的漏极与第二mos管、第三mos管的源极相连，第一mos管、第七mos管、第八mos管栅极相连，第六mos管的漏极与第四mos管、第五mos管的源极相连，第六mos管、第十七mos管、第十八mos管栅极与第七开关相连，第二mos管、第十七mos管、第二十三mos管漏极与第十五mos管源极相连，第三mos管、第十八mos管、第二十四mos管漏极与第十六mos管源极相连，第四mos管、第七mos管漏极与第九mos管源极相连，第五mos管、第八mos管漏极与第十mos管源极相连，第九mos管、第十mos管栅极相连，第十五mos管、第十六mos管栅极相连，第九mos管的漏极、第十三mos管的漏极、第十一mos管的源极、第二十一mos管的栅极和第三补偿电容的上极板相连，第十mos管的漏极、第十四mos管的漏极、第十二mos管
的源极、第十九mos管的栅极和第一补偿电容的上极板相连，第十五mos管的漏极、第十一mos管的漏极、第十三mos管的源极、第二十二mos管的栅极和第四补偿电容的上极板相连，第十六mos管的漏极、第十二mos管的漏极、第十四mos管的源极、第二十mos管的栅极和第二补偿电容的上极板相连，第十一mos管、第十二mos管栅极相连，第十三mos管、第十四mos管栅极相连，第十九mos管、第二十mos管漏极与第一补偿电阻相连，第二十一mos管、第二十二mos管漏极与第二补偿电阻相连，第一补偿电容下极板、第二补偿电容下极板与第一补偿电阻、第一电容下极板、第三开关相连，第三补偿电容下极板、第四补偿电容下极板与第二补偿电阻、第二电容下极板、第五开关相连，第二十三mos管栅极、第二十四mos管栅极、第一电容上极板、第二电容上极板、第四开关相连，第三开关、第六开关、第三电容下极板相连，第五开关、第八开关、第四电容下极板相连，第三电容上极板、第四电容上极板、第四开关、第七开关相连，第六开关和第八开关相连，第一电阻和第一mos管源极相连，第二电阻和第六mos管源极相连，第三电阻和第七mos管源极相连，第四电阻r4和第八mos管源极相连，第五电阻和第十七mos管源极相连，第六电阻和第十八mos管源极相连，第七电阻和第二十三mos管源极相连，第八电阻和第二十四mos管源极相连。
[0017]
所述第一直流伺服环路和第二直流伺服环路的作用和结构都相同，采用开关电容结构；
[0018]
所述第一直流伺服环路和第二直流伺服环路均包括第九开关、第十开关、第十一开关、第十二开关、第十三开关、第十四开关、第十五开关、第五电容、第六电容、第七电容、第八电容、第九电容、第十电容和第四跨导放大器；
[0019]
以斩波调制电容耦合仪表放大器的直流伺服环路为例，输入信号为斩波调制电容耦合仪表放大器的输出信号，通过第十三开关，第十五开关输入端输入，第十四开关作为信号复位开关，与第十三开关输出端、第十五开关输出端、第五电容下极板、第六电容下极板相连，第五电容、第六电容为积分器输入电容，第五电容上极板与第四跨导放大器负极输入端、第九电容上极板、第十开关输入端相连，第六电容上极板与第四跨导放大器正极输入端、第十电容上极板、第十一开关输入端相连，第十开关输出端与第九开关输出端、第七电容下极板相连，第十一开关输出端与第八电容上极板、第十二开关输出端相连，第九电容下极板与第七电容下极板、第四跨导放大器正极输出端相连，第十电容下极板与第八电容下极板，第四跨导放大器负极输出端相连；根据：
[0020][0021]fhp
为产生的高通截止频率，c
dsl
为dsl电容，c
fb
为电容耦合电路反馈电容，f
int
为积分器的积分频率，c
in
为积分器的输入电容，c
int
为积分器的积分电容。
[0022]
第五电容c5、第六电容c6为积分器输入电容，两者电容值相等，第九电容c9、第十电容c10为积分电容，第九电容c9、第十电容c10的电容值相等且远大于第五电容c5、第六电容c6，从而可以产生极低的高通截止频率。
[0023]
所述的时钟发生器，包括：触发器、第一与门and1、第二与门and2、第三与门and3、第一非门n1、第二非门n2、第三非门n3、状态控制逻辑和4bit计数器；所述状态控制逻辑设定四位控制字，其输出与复位信号rst一起与第一与门相连，第一与门and1的输出信号连接至d触发器的复位信号位，d触发器的d位接高电平vdd，触发位clk接时钟信号clk，输出信号
q接第二与门and2和第三与门and3的输入端，第二与门and2的输出接第一非门n1的输入，第一非门n1的输出接第二非门n2的输入，第二非门n2的输出街第三非门n3的输入，第三非门n3的输出接第二与门and2和第三与门and3的输入，因此，第二与门，第一非门，第二非门，第三非门形成一个环形振荡器，产生us级的震荡信号，第三与门的输出信号接4bit计数器，4bit计数器的输出接状态控制逻辑的输入，通过对状态控制逻辑的设置，调整输出的计数次数，确定输出高电平时间为多个震荡时钟的超低占空比时钟信号；调整区间为16档即4bit计数器的计数区间。
[0024]
所述的斩波调制电容耦合仪表放大器还包括：第一斩波器、第二斩波器、第三斩波器、第四斩波器、第五斩波器、第一输入电容、第二输入电容、第一反馈电容、第二反馈电容、第一直流伺服环路电容、第二直流伺服环路电容、第一可调电容、第二可调电容、第一直流偏置电阻和第二直流电阻；
[0025]
所述的增益可编程放大器还包括：第三输入电容、第四输入电容容、第三反馈电容、第四反馈电容、第三直流伺服环路电容、第四直流伺服环路电容、第三直流偏置电阻、第四直流偏置电阻；
[0026]
所述的带宽可调带通滤波器还包括：第五输入电容、第六输入电容、第五反馈电容、第六反馈电容、第一反馈电阻、第二反馈电阻、1位可调偏置电流(i
bias
＜1：0＞)、第一开关和第二开关；
[0027]
所述第一斩波器第一输入端与信号输入端vip相连，所述第一斩波器第二输入端与信号输入端vin相连，所述第一斩波器第一输出端输出端分别与第一输入电容下极板、第二可调电容上极板相连，所述第一斩波器第二输出端分别与第二输入电容下极板、第一可调电容上极板相连，所述第一输入电容上极板分别与第一直流偏置电阻、第一跨导放大器正输入极、第二反馈电容上极板、第四斩波器第一输入端相连，所述第二输入电容上极板分别与第二直流偏置电阻、第一跨导放大器负输入极、第一反馈电容上极板、第四斩波器第二输入端相连，所述第二斩波器输入端与第一跨导放大器正、负输出极相连，所述第二斩波器输出端与第三斩波器输出端、第五斩波器输出端、第一直流伺服环路正负输出端、第三输入电容上极板、第四输入电容上极板相连接；所述第四斩波器输出端与第一直流伺服环路电容上极板、第二直流伺服环路电容上极板相连，所述第一直流伺服环路正负输入端与第一直流伺服环路电容下极板、第二直流伺服环路电容下极板相连，所述第三斩波器输入端与第一反馈电容下极板、第二反馈电容下极板相连，所述第五斩波器输入端与第一可调电容下极板、第二可调电容下极板；
[0028]
所述第三输入电容上极板、第三直流偏置电阻、第四反馈电容上极板、第四直流伺服环路电容上极板相连，所述第四输入电容上极板、第四直流偏置电阻、第三反馈电容上极板、第三直流伺服环路电容上极板相连，所述第二直流伺服环路正、负输入端与第三直流伺服环路电容下极板、第四直流伺服环路电容下极板相连，所述第三反馈电容下极板、第二直流伺服环路正输出端、第二跨导放大器正输出端、第六输入电容下极板相连，所述第四反馈电容下极板、第二直流伺服环路负输出端、第二跨导放大器负输出端、第五输入电容下极板相连；
[0029]
所述第五输入电容上极板、第三跨导放大器正输入端、第一反馈电阻、第五反馈电容上极板相连，所述第六输入电容上极板、第三跨导放大器负输入端、第二反馈电阻、第六
反馈电容上极板相连，所述第一反馈电阻和第一开关相连，第二反馈电阻和第二开关相连，所述第五反馈电容下极板和第一开关相连，所述第六反馈电容与第二开关、第三跨导放大器输出端相连。
[0030]
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
[0031]
(1)本发明使用三级模拟前端电路系统，针对不同的功能需求进行分级合理的设计。斩波调制电容耦合仪表放大器决定了模拟前端电路的整体噪声、共模抑制比和输入阻抗等性能；可编程增益放大器解决了不同生物信号幅值差异大的问题，提高信号的可读性、方便后续的数据处理工作；带宽可调带通滤波器设置了不同的高低通截止频率可进行独立调整。
[0032]
(2)本发明采用开关电容直流伺服环路，实现电极dc失调的有效抑制，同时产生了极低的高通截止频率以消除低频噪声并保留信号的低频特性；
[0033]
(3)本发明采用由超低占空比时钟发生器产生超低占空比信号f
du
控制开关s1、s2和电阻rfb1、rfb2组成具有极大阻值(tω级)的占空比电阻，在带通滤波器中产生极低高通截止频率的同时提供了多档可调控的手段，减小了芯片面积；
[0034]
(4)本发明在斩波调制电容耦合仪表放大器、可编程增益放大器和带宽可调带通滤波器中均采用全摆幅输入输出的跨导放大器(gm1、gm2、gm3)，确保了最大化输入信号的输入摆幅。
[0035]
(5)本发明在斩波调制电容耦合仪表放大器、可编程增益放大器中引入开关电容直流伺服环路，在可调带宽带通滤波器中引入极大阻值与反馈电容结合产生极低的高通截止频率，三级的低频抑制能力相叠加，极大地抑制了带外低频噪声；结合输入信号摆幅的限制以及针对噪声的考虑，仪表放大器的增益固定且不可调节，第二级引入可编程增益放大器可以在不降低模拟前端电路共模抑制比及噪声抑制能力的情况下，针对不同幅值的生理信号进一步放大；由于仪表放大器和增益可调放大器引入带宽调节会降低增益精度和带载能力，第三级引入带宽可调带通滤波器，高、低通截止频率的独立调节可针对不同频带的生理信号进行精确的放大与噪声抑制，同时低于斩波频率的低通截止频率还可成功抑制斩波器在信号中引入的高频毛刺。本发明中的三级电路协同工作，优势结合，在不影响模拟前端电路性能的前提下引入不同的用于多生理电信号采集的功能。
附图说明
[0036]
图1为本发明用于多种生理电信号采集的感知放大电路的系统架构图
[0037]
图2为本发明所采用的跨导放大器的电路结构图
[0038]
图3为本发明所采用的直流伺服环路的系统架构图
[0039]
图4为本发明所采用的超低占空比时钟发生器的系统架构图
[0040]
图5为本发明的增益可调测试图
[0041]
图6为本发明的带宽可调测试图
[0042]
图7为本发明的干电极心电信号测试图
[0043]
图8为本发明的电极贴肌电信号测试图
具体实施方式
[0044]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清晰、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明中的一部分实施，并不是全部的实施例。本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0045]
参见图1，图1为本发明用于多种生理电信号采集的感知放大电路的系统架构图，包括斩波调制电容耦合仪表放大器、可编程增益放大器和带宽可调带通滤波器。
[0046]
所述斩波调制电容耦合仪表放大器正端输入信号为第一输入信号vip，负端输入信号为第二输入信号vin；
[0047]
所述带宽可调带通滤波器输出信号为第一输出信号；
[0048]
下面说明本实施例提供的模拟前端的工作过程。首先，外界输入的模拟信号通过第一级斩波器ch1后被调制至高频斩波信号的奇次谐波处，而后被调制信号接入第一跨导放大器gm1的差分输入端进行放大，同时通过把负反馈环路的反馈信号接入第一跨导放大器的反相输入端来稳定斩波调制电容耦合放大器的增益，其增益可被表示为：
[0049][0050]
其中a0是第一跨导放大器gm1的开环增益，c
fb
为反馈电容值，c
in
为输入电容值。第二级斩波开关ch2将被放大的信号进行解调，得到放大的初始模拟信号。该信号为斩波调制电容耦合仪表放大器的输出信号。斩波调制电容耦合仪表放大器的输出端与可编程增益放大器输入端相连，该仪表放大器的输出信号作为输入信号进入可编程增益放大器，在可编程增益放大器中进一步放大，可编程增益放大器的增益和斩波调制电容耦合放大器的表示方法一致，信号从第二跨导放大器gm2的输出端输出，该信号为可编程增益放大器的输出信号。可编程增益放大器的输出端与带宽可调带通滤波器的输入端相连，该可编程增益放大器的输出信号作为输入信号进入带宽可调带通滤波器，最后可调带宽带通滤波器将输入的差分信号转为单端信号，输出该模拟前端电路的最终信号。斩波调制电容耦合中，负反馈环路中的斩波器用于把第一跨导放大器输出的放大信号调制到斩波信号频率处，和经过第一斩波器调制至斩波信号频率的输入信号匹配，形成负反馈。直流伺服环路构造高通极点，衰减电极的直流失调，直流伺服环路上的斩波器将直流伺服环路的输出信号调制到斩波信号频率与经第一斩波器调制的输入信号相匹配，并反馈至输入端，形成高通极点，可表示为
[0051][0052]
其中f
hp
为直流伺服环路形成的高通截止频率，f0为直流伺服环路的单位增益截止频率，c
hp
为直流伺服环路输出电容，c
in
为输入电容。可编程增益放大器中的直流伺服环路工作原理相同，进一步抑制了电极的直流失调带来的影响。
[0053]
具体地，参见图1，斩波调制电容耦合仪表放大器包括：第一斩波器ch1、第二斩波器ch2、第三斩波器ch3、第四斩波器ch4、第五斩波器关ch5、第一输入电容c
in1
、第二输入电容c
in2
、第一反馈电容cfb1、第二反馈电容cfb2、第一直流伺服环路电容c
dsl1
、第二直流伺服环路电容cdsl2、第一可调电容cpf1、第二可调电容cpf2、第一直流偏置电阻rb1、第二直流电
阻rb2、第一跨导放大器gm1、第一直流伺服环路dsl1、时钟发生器；第一斩波器ch1输出端与第一输入电容cin1下极板、第二可调电容cpf2相连，第一斩波器ch1输出端与第二输入电容cin2下极板、第一可调电容cpf2相连，第一输入电容cin1上极板与第一直流偏置电阻rb1、第一跨导放大器gm1正输入极、第二反馈电容cfb2上极板、第四斩波器输入端相连，第二输入电容cin2上极板与第二直流偏置电阻rb2、第一跨导放大器gm1负输入极相连、第一反馈电容cfb1上极板、第四斩波器输入端相连，第二斩波器输入端与第一跨导放大器gm1正负输出端相连，第二斩波器输出端与第三斩波器输出端、第五斩波器输出端、第一直流伺服环路dsl1正负输出端、第三输入电容cin3上极板、第四输入电容cin4上极板相连接，第四斩波器输出端与第一直流伺服环路cdsl1、第二直流伺服环路cdsl2上极板相连，第一直流伺服环路cdsl1、第二直流伺服环路cdsl2下极板与第一直流伺服环路dsl1正负输入端相连，第一反馈电容cfb1、第二反馈电容c
fb2
下极板与第三斩波器输入端相连，第一可调电容cpf1、第二可调电容cpf2下极板与第五斩波器输入端相连。
[0054]
本实施例中，第一输入电容c
in1
和第二输入电容c
in2
的电容值相同，第一反馈电容c
fb1
和第二反馈电容c
fb2
的电容值相同，且第一输入电容c
in1
、第二输入电容c
in2
、第一反馈电容c
fb1
、第二反馈电容c
fb2
均为固定电容。
[0055]
根据电容耦合反馈的增益计算，有：
[0056][0057]
其中，g为电容耦合仪表放大器的闭环增益，c
in
为输入电容值，c
fb
为反馈电容值，a0为跨导放大器开环增益。在本实施例中，第一输入电容与第一反馈电容的比值和第二输入电容与第二反馈电容的比值相同，均为100，因此该斩波调制电容耦合仪表放大器的增益为100倍，第一跨导放大器gm1的增益为104db。
[0058]
第一斩波器ch1和第二斩波器ch2，分别位于第一跨导放大器g
m1
的输入端和输出端，均用于对闪烁噪声和直流失调电压进行调制，以降低闪烁噪声和直流失调电压的影响。其中第一斩波器ch1将第一输入信号和第二输入信号从低频调制至高频，第二斩波器ch2将第一跨导放大器g
m1
的输出信号调制至低频，同时将第一跨到放大器g
m1
输入节点引入的低频噪声与失配调制至高频，在带通滤波器级消除。
[0059]
图4为本发明所采用的超低占空比时钟发生器的系统架构图，包括：d触发器、第一与门and1、第二与门and2、第三与门and3、第一非门n1、第二非门n2、第三非门n3、状态控制逻辑、4bit计数器。
[0060]
本实施例中，状态控制逻辑先设定四位控制字，其输出与复位信号rst一起与第一与门相连，第一与门and1的输出信号连接至d触发器的复位信号位，d触发器的d位接高电平vdd，触发位elk接时钟信号clk，输出信号q接第二与门and2和第三与门and3的输入端，第二与门and2的输出接第一非门n1的输入，第一非门n1的输出接第二非门n2的输入，第二非门n2的输出街第三非门n3的输入，第三非门n3的输出接第二与门and2和第三与门and3的输入，因此，第二与门，第一非门，第二非门，第三非门形成一个环形振荡器，产生us级的震荡信号，第三与门的输出信号接4bit计数器，4bit计数器的输出接状态控制逻辑的输入，通过对状态控制逻辑的设置，调整输出的计数次数，就可以确定输出高电平时间为多个震荡时钟的超低占空比时钟信号。调整区间为16档即4bit计数器的计数区间。
[0061]
占空比中的等效电阻为：
[0062][0063]req
为等效电阻值，rf为反馈电阻，d为占空比。在本实施例中，rf为第一反馈电阻r
fb1
与第二反馈电阻r
fb2
，时钟发生器的占空比时钟输出，即d触发器的输出端q与第一开关s1，第二开关s2的控制端相连，对开关的状态进行控制，高电平为开关闭合，低电平为开关断开，两者电阻值相等且为10mω级，占空比d大于1/100000，因此可以产生tω级的电阻值，根据f
hp
＝1/r
fbcin
，c
in
为带通滤波器的输入电容，为pf级，因此，可以在节省相当大面积的情况下产生足够低的高通截止频率，状态控制逻辑确保占空比可调，从而对高通截止频率进行调节。
[0064]
具体地，参见图1，增益可编程放大器包括：第三输入电容c
in3
、第四输入容cin4、第三反馈电容cfb3、第四反馈电容cfb4、第三直流伺服环路电容cdsl3、第四直流伺服环路电容cdsl4第二直流伺服环路dsl2、第二跨导放大器gm2、第三直流偏置电阻rb3、第四直流偏置电阻rb4；第三输入电容cin3上极板、第三直流偏置电阻rb3、第四反馈电容cfb4上极板、第四直流伺服环路电容cdsl4上极板相连，第四输入电容cin4上极板、第四直流偏置电阻rb4、第三反馈电容cfb3上极板、第三直流伺服环路电容cdsl3上极板相连，第三直流伺服环路cdsl3、第四直流伺服环路cdsl4下极板与第二直流伺服环路dsl2正负输入端相连，第三反馈电容cfb3下极板、第二直流伺服环路dsl2正输出端、第二跨导放大器gm2正输出端、第六输入电容cin6下极板相连，第四反馈电容cfb4下极板、第二直流伺服环路dsl2负输出端、第二跨导放大器gm2负输出端、第五输入电容cin5下极板相连。
[0065]
本实施例中，第三输入电容c
in3
与第四输入电容c
in4
的电容值相同且可调，第三反馈电容c
fb3
与第四反馈电容c
fb4
的电容值相同，第三输入电容c
in3
、第三反馈电容c
fb3
的比值和第四输入电容c
in4
、第四反馈电容c
fb4
的比值相同，从而控制可编程增益放大器的增益。
[0066]
本实施例在斩波调制电容耦合仪表放大器、可编程增益放大器中引入开关电容直流伺服环路，在可调带宽带通滤波器中引入极大阻值与反馈电容结合产生极低的高通截止频率，三级的低频抑制能力相叠加，极大地抑制了带外低频噪声；结合输入信号摆幅的限制以及针对噪声的考虑，仪表放大器的增益固定且不可调节，第二级引入可编程增益放大器可以在不降低模拟前端电路共模抑制比及噪声抑制能力的情况下，针对不同幅值的生理信号进一步放大；由于仪表放大器和增益可调放大器引入带宽调节会降低增益精度和带载能力，第三级引入带宽可调带通滤波器，高、低通截止频率的独立调节可针对不同频带的生理信号进行精确的放大与噪声抑制，同时低于斩波频率的低通截止频率还可成功抑制斩波器在信号中引入的高频毛刺。本发明中的三级电路协同工作，优势结合，在不影响模拟前端电路性能的前提下引入不同的用于多生理电信号采集的功能。
[0067]
具体地，参见图1，带宽可调带通滤波器包括：第五输入电容c
m5
、第六输入电容cin6、第五反馈电容cfb5、第六反馈电容cfb6、第一反馈电阻rfb1、第二反馈电阻rfb2、第三跨导放大器gm3、1位可调偏置电流ibias＜1：0＞、第一开关s1、第二开关s2；第五输入电容cin5上极板、第三跨导放大器正输入端、第一反馈电阻rfb1、第五反馈电容cfb5上极板相连，第六输入电容cin6上极板、第三跨导放大器负输入端、第二反馈电阻rfb2、第六反馈电容cfb6上极板相连，第一反馈电阻rfb1和第一开关s1相连，第二反馈电阻rfb2和第二开关
s2相连，第五反馈电容cfb5下极板和第一开关s1相连，第六反馈电容cfb6、第二开关s2、第三跨导放大器g
m3
输出相连。
[0068]
本实施例中，第五输入电容c
in5
与第六输入电容c
in6
的电容值相同，第一反馈电阻r
fb1
与第二反馈电阻r
fb2
的电阻值相同，第五反馈电容c
fb5
与第六反馈电容c
fb6
的电容值相同，且第五输入电容g
in5
、第六输入电容c
in6
、第一反馈电阻r
fb1
、第二反馈电阻r
fb2
、第五反馈电容c
flb5
、第六反馈电容c
fb6
均为固定电容或电阻；第五输入电容c
in5
与第五反馈电容c
fb5
的比值和第六输入电容c
in6
与第六反馈电容c
fb6
的比值相同，均为1，使得带通滤波器的增益为单位增益，同时，第三反馈电阻和第四反馈电阻为占空比电阻，限制带通滤波器的高通截止频率；调整第三跨导放大器g
m3
的尾电流则可以调整其低通截止频率。
[0069]
参见图2，图2为本发明所采用的跨导放大器的电路结构图，采用常规的折叠共源共栅与classab相结合的结构。如图所示，第一跨导放大器g
m1
、第二跨导放大器g
m2
和第三跨导放大器g
m3
均包括：第一mos管m1、第二mos管m2、第三mos管m3、第四mos管m4、第五mos管m5、第六mos管m6、第七mos管m7、第八mos管m8、第九mos管m9、第十mos管m10、第十一mos管m11、第十二mos管m12、第十三mos管m13、第十四mos管m14、第十五mos管m15、第十六mos管m16、第十七mos管m17、第十八mos管m18、第十九mos管m19、第二十mos管m20、第二十一mos管m21、第二十二mos管m22、第二十三mos管m23、第二十四mos管m24、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r5、第六电阻r6、第七电阻r7、第八电阻r8、第一补偿电容cc1、第二补偿电容cc2、第三补偿电容cc3、第四补偿电容cc4、第一补偿电阻rc1、第二补偿电阻rc2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第三开关s3、第四开关s4、第五开关s5、第六开关s6、第七开关s7、第八开关s8；第一mos管m1的漏极与第二mos管m2、第三mos管m3的源极相连，第一mos管m1、第七mos管m7、第八mos管m8栅极相连，第六mos管m6的漏极与第四mos管m4、第五mos管m5的源极相连，第六mos管m6、第十七mos管m17、第十八mos管m18栅极与第七开关s7相连，第二mos管m2、第十七mos管m17、第二十三mos管m23漏极与第十五mos管m15源极相连，第三mos管m3、第十八mos管m18、第二十四mos管m24漏极与第十六mos管m16源极相连，第四mos管m4、第七mos管m7漏极与第九mos管m9源极相连，第五mos管m5、第八mos管m8漏极与第十mos管m10源极相连，第九mos管m9、第十mos管m10栅极相连，第十五mos管m15、第十六mos管m16栅极相连，第九mos管m9的漏极、第十三mos管m13的漏极、第十一mos管m11的源极、第二十一mos管m21的栅极和第三补偿电容cc3的上极板相连，第十mos管m10的漏极、第十四mos管m14的漏极、第十二mos管m12的源极、第十九mos管m19的栅极和第一补偿电容cc1的上极板相连，第十五mos管m15的漏极、第十一mos管m11的漏极、第十三mos管m13的源极、第二十二mos管m22的栅极和第四补偿电容cc4的上极板相连，第十六mos管m16的漏极、第十二mos管m12的漏极、第十四mos管m14的源极、第二十mos管m20的栅极和第二补偿电容cc2的上极板相连，第十一mos管m11、第十二mos管m12栅极相连，第十三mos管m13、第十四mos管m14栅极相连，第十九mos管m19、第二十mos管m20漏极与第一补偿电阻rc1相连，第二十一mos管m21、第二十二mos管m22漏极与第二补偿电阻rc2相连，第一补偿电容cc1下极板、第二补偿电容cc2下极板与第一补偿电阻rc1、第一电容c1下极板、第三开关s3相连，第三补偿电容cc2下极板、第四补偿电容cc4下极板与第二补偿电阻rc2、第二电容c2下极板、第五开关s5相连，第二十三mos管m23栅极、第二十四mos管m24栅极、第一电容c1上极板、第二电容c2上极板、第四开关s4相连，第三开关s3、第六开关s6、第三电容c3下极板相连，第
五开关s5、第八开关s8、第四电容c4下极板相连，第三电容c3上极板、第四电容c4上极板、第四开关s4、第七开关s7相连，第六开关s6和第八开关s8相连，第一电阻r1和第一mos管m1源极相连，第二电阻r2和第六mos管m6源极相连，第三电阻r3和第七mos管m7源极相连，第四电阻r4和第八mos管m8源极相连，第五电阻r5和第十七mos管m17源极相连，第六电阻r6和第十八mos管m18源极相连，第七电阻r7和第二十三mos管m23源极相连，第八电阻r8和第二十四mos管m24源极相连。
[0070]
本实施例中跨导放大器可以提供较佳性能的共模抑制比cmrr。假设每个放大级的噪声、共模到共模增益、共模到差模增益和差分增益分别为n1，acc1，acd1，a1，n2，acc2，acd2，a2和n3，acc2，acd2，a3。系统的共模抑制比cmrr和输入参考噪声为：
[0071][0072][0073]
为缓解后两项式导致的cmrr退化，差分ia和pga级成为最佳选择。
[0074]
图3中显示了本发明实施例提供的一种开关电容直流伺服环路，具体包括：第九开关s9、第十开关s10、第十一开关s11、第十二开关s12、第十三开关s13、第十四开关s14、第十五开关s15、第五电容c5、第六电容c6、第七电容c7、第八电容c8、第九电容c9、第十电容c10、第四跨导放大器gm4。
[0075]
该实施例中，斩波调制电容耦合仪表放大器的直流伺服环路与可编程增益放大器中的直流伺服环路结构相同，下面以斩波调制电容耦合仪表放大器的直流伺服环路为例进行说明。对于开关电容直流伺服环路来说，输入信号为斩波调制电容耦合仪表放大器的输出信号，通过第十三开关，第十五开关输入端输入，第十四开关作为信号复位开关，与第十三开关输出端、第十五开关输出端、第五电容下极板、第六电容下极板相连，第五电容、第六电容为积分器输入电容，第五电容上极板与第四跨导放大器负极输入端、第九电容上极板、第十开关输入端相连，第六电容上极板与第四跨导放大器正极输入端、第十电容上极板、第十一开关输入端相连，第十开关输出端与第九开关输出端、第七电容下极板相连，第十一开关输出端与第八电容上极板、第十二开关输出端相连，第九电容下极板与第七电容下极板、第四跨导放大器正极输出端相连，第十电容下极板与第八电容下极板，第四跨导放大器负极输出端相连。
[0076]
模拟前端电路的极低高通截止频率通过一个基于开关电容积分器的直流伺服环路实现，根据：
[0077][0078]fhp
为产生的高通截止频率，c
dsl
为dsl电容，c
fb
为电容耦合电路反馈电容，f
int
为积分器的积分频率，c
in
为积分器的输入电容，c
int
为积分器的积分电容。
[0079]
在本发明中，第五电容c5、第六电容c6为积分器输入电容，两者电容值相等，第九电容c9、第十电容c10为积分电容，第九电容c9、第十电容c10的电容值相等且远大于第五电容c5、第六电容c6，从而可以产生极低的高通截止频率。
[0080]
本实施例的电路级仿真采用的是smic 0.18μm bcd工艺，并使用smic 0.18μm bcd工艺流片得到，电路工作的电源电压为1.8v。测试结果如图5、图6、图7、图8所示，图5为增益可调测试图，图6为带宽可调测试图，图7为本发明的干电极心电信号测试图，图8为本发明的电极贴肌电信号测试图。根据图5所示，该模拟前端电路的增益可从40db调整至63db；根据图6所示，该模拟前端电路的高通截止频率可从100mhz级调整至1hz级，低通截止频率可从百hz级调整至khz级；因此其在测试时，可以针对不同幅值，不同频率的生理电信号进行放大，并消除带外噪声，根据图7、图8所示，肌电信号和心电信号幅值、频带不同，经不同设置下模拟前端电路的采集放大后，都生成了幅值相近便于分析观察的生理信号。