专利名称：模拟滤波器电路和采用该电路的半导体集成电路器件的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种模拟信号处理技术，更具体地说，涉及一种特别适用于使用跨导可控的差分放大器的模拟滤波器电路的技术，例如，特别适用于内部具有模拟滤波器并用于工作于低电压的便携式电话的半导体集成电路器件(以下称为LSI)。
近年来，由于便携式电话和电池操作的电子装置(例如，笔记本电脑和盒式磁带录音机)变得越来越普及，已经提出了对LSI降低电压和减少功耗的需求，以便减小装置的尺寸和重量，并进一步延长利用小型电池的装置的服务寿命。
另一方面，数字化已经进入通信和音频领域。由于要处理的声音，图象和电波是模拟信号，模拟电路是必不可少的。在数字通信的信号处理中，需要A-D转换器，D-A转换器和置于这些转换器之前和之后的模拟滤波器，以便去除噪音和高频成分。
但是，模拟电路的性能极大地依赖供电电压，所以，必须在降低电压之间作出折衷。具体地说，关键技术是A-D和D-A转换器和滤波器电路，电流驱动A-D和D-A转换器目前正在研究之中。因此，剩下未解决的另外一个主要问题就是要实现一种工作于低电压，具有低功耗和较小频率偏差的滤波器电路。
作为模拟滤波器电路，CR滤波器使用一个电阻R和一个电容C，开关电容滤波器中，CR滤波器的电阻由一个开关所代替。CR滤波器是一种时间连续的滤波器，截止频率fc(增益为-3dB时的频率)可表示为1/2πRC，由于电阻R的积变化(±30%)和电容C的积变化(±20%)，截止频率fc最大可变化±50%。我们已经发现CR滤波器具有频率偏差非常大的缺点。
另一方面，开关电容滤波器是时间离散滤波器，其截止频率fc可表示为fs.C1/C2，其中fs为一个取样频率。开关电容滤波器的截止频率fc于是可由取样频率和滤波器使用的电容器的容量比确定，开关电容滤波器在频率偏差方面表现出优秀的特性。我们发现的另一个问题是需要高速放大器，高速放大器遵循的频率比信号频率高10倍或以上。
此外，开关滤波器需要一个时间连续的前端和后端滤波器，所以不适于降低功耗。如果供电电压过低，构成开关的MOSFET难以导通，所以不适合于低电压。这样，可以考虑增进时钟的方法接通和断开开关。但是，所谓的“馈入”(feed through)，即栅电压通过栅极和源极之间或栅极和漏极之间的一个寄生电容传送到源极或漏极，进一步破坏了SN比(信噪比)。
对于能够工作于低电压并具有低功耗的模拟滤波器电路，已经提出了一种运算跨导放大器-电容器(以下称为OTA-C)滤波器，如
图19所示，其中一个跨导Gm(电压-电流转换特性)可控的差分放大器电路(运算跨导放大器，以下也简称为OTA)代替CR滤波器的电阻器。OTA-C滤波器的优点是其截止频率可以表示为Gm/2πC，而截止频率fc的偏差可以根据电容C的变化量通过调整差分放大器的跨导Gm而得到补偿。根据研究表明，OTA-C滤波器的失真难以被限制到0.2%以下，所以不能满足实际需要。
因此，我们研究了OTA-C滤波器工作电压不能降低的原因。OTA-C滤波器中所用的Gm可控放大器为一个差分放大器，如图18所示。可以看出，通过调整恒流MOSEFET M5的栅极电压Vc改变偏置电流Ic，跨导Gm可以被调整。
在图18的基本电路中，作为负载连接到输入差分MOSEFET M3的漏极的MOSEFET M1的栅极被连接到所述的漏极。简而言之，MOSFET M1为所谓的二极管连接。结果，当供电电压VDD低时，电压Ve(MOSFETM3的栅极-漏极电压Vgs和门限电压Vth)和P-MOSFET M1和M2的门限电压变高，在节点N1，即MOSFET M3的漏极电压下降，当输入信号Vin升高时，引起MOSFET M3非饱和。我们的研究已经得出下述结论，即上述过程是低电压OTA-C滤波器不能实现的原因。如果MOSFET工作于非饱和状态，因为输入信号的变化会在输出信号的变化中产生失真，如果，在OTA中，MOSFET也工作于非饱和状态，输入信号和输出信号电压之间的直接性(线性)将劣化。
本发明已经解决了上述发明背景所述的问题，本发明的目的就是提供一种工作于低电压，低功耗，低失真和较小频率偏差的滤波器电路。
本发明的另一个目的是提供一种适合用于具有数字电路和模拟电路混合的LSI电路的滤波器电路。
本发明的另一个目的是提供一种具有适当跨导的差分放大器。
本发明的另一个目的是提供一种低电压低功耗的LSI。
本发明的上述目的和新颖特征通过下面结合附图的详细描述将会变得更为明晰。
下面简述一下本发明的主要特征。
在OTA-C滤波器中使用的Gm可控的放大器是这样设置的，来自偏置电路的恒定电压被加到连接到基本差分放大器的输入差分MOSFET的漏极的负载MOSFET的栅极，及通过将电路的反向输出端与差分放大器的输入端连接，使得负载MOSFET以一个恒流源工作。
更具体地说，该差分放大器配备有电流补偿型偏置发生器，用于产生对应于所监测的输入电压电平的偏置电压，并将偏置电压加到差分放大器的恒流MOSFET的栅极，以便补偿因沟道长度调制影响引起的电流的波动。
通过上述装置，作为输入差分MOSFET的负载的MOSFET被作为恒流源，使得输入差分MOSFET的漏极电压独立于恒流型负载MOSFET的门限电压。即使供电电压低于1.5V，当输入信号上升时，也可防止输入差分MOSFET处于非饱和。另外，如果差分放大器具有一个单端输出结构，其中输出电压只来自于非反向输出端，从反向输出端输出并以非反向输出端相反的方向流动的电流，通过改变输入差分MOSFET的漏极电压而被吸收，于是，电流平衡不能被保持。但是，如果反向输出端被接到输入端的话，反向输出端输出并以非反向输出端相反的方向流动的电流可以从非反向输入端被吸收，使得可以很容易地保持电流平衡。此外，由于输入差分MOSFET的漏极电压相应地波动，对称性可以改善，以降低失真。
另外，由于当漏极-源极电压上升时，MOSFET的夹断点(pinch off)接近源极增加漏极电流，因沟道长度调制影响的电流波动可以得到补偿，差分放大器的偏置电流恒定，稳定了跨导，降低了输出失真。
图1为显示根据本发明的Gm可控的差分放大器的一个实施例的电路图;图2为显示利用图1中的差分放大器的初级低通滤波器的一个例子的电路结构图;
图3显示了图1中的差分放大器中失真与沟道的关系的曲线图;
图4为显示根据本发明的Gm可控的差分放大器的第二实施例的电路图;
图5为显示根据本发明的Gm可控的差分放大器的第三实施例的电路图;
图6为解释图4中差分放大器的偏置电路的工作原理的电路图;
图7为显示根据本发明的Gm可控的差分放大器的第四实施例的电路图;
图8为显示适合于图7中差分放大器的偏置电路的例子的电路图;
图9是一个方框图，显示了根据本发明的使用Gm可控差分放大器的初级低通滤波器的一个实例;
图10显示了图9的实施例的控制电压发生器(副滤波器和相位差检测/调整电路)的一个实施例的电路图;
图11(a)到图11(d)是显示图10的实施例的相位差检测/调整电路与频率相关的输入/输出波形的波形图;
图12为显示利用根据本发明的Gm可控差分放大器的三级低通滤波器的一个例子的方框图;
图13为显示利用根据本发明的Gm可控差分放大器的三级低通滤波器的另外一个例子的方框图;
图14为显示现有技术的三级CR滤波器的方框图;
图15显示了图14中的CR低通滤波器中的电阻被根据本发明的Gm可控差分放大器替代的电路的方框图;
图16显示了作为根据本发明的滤波器的一个应用实例的通信系统的结构的方框图;
图17显示了初级低通滤波器的截止频率和相位延时之间的关系的示意图;
图18显示了一个可改变的Gm可控差分放大器的实例的电路图。
图19显示了利用图18的差分放大器的初级低通滤波器例子的电路结构图。
图1和图2显示了根据本发明的Gm可控差分放大器的一个例子和利用该放大器的OTA-C滤波器。在图中，箭头背离栅极的MOSFET(例如M3，M4，和M5)是N沟道型，箭头指向栅极的MOSFET(例如，M1和M2)是P沟道型。
该实施例的差分放大器包括一个差分放大器级OTA和一个偏置电路BIAS。差分放大器级OTA包括输入差分放大器M3和M4，负载MOSFETM1和M2作为恒流源，并连接到输入运算MOSFET M3和M4和恒流MOSFET M5的漏极。负载MOSFET M1和M2的栅极偏置电压由偏置电路BIAS产生。此外，该偏置电路BIAS用来产生MOSFET M1和M2的栅极偏置电压。该偏置电路BIAS也产生连接于输入运算MOSFET M1和M2的公共源极的恒流MOSFET M5的栅极偏置电压。换句话说，这种连接的结果要使输入差分MOSFET M3(M4)的源极-漏极路径与负载MOSFET M1(M2)的源极-漏极路径串联并进一步与恒流MOSFET M5的源极-漏极路径串联。
在该实施例中的差分放大器中，对于工作于饱和区的MOSFET M1到M5的输入信号的幅度不依赖于P沟道型负载MOSFET的门限电压Vthp，因为其满足下列条件，使得电压可被降低2Ve+Vthn＜Vin＜VDD-Ve这里，电压Ve为MOSFET M3和M4的漏极-源极电压Vgs和其门限电压Vthn的差(Vgs-Vthn)，输入信号的幅度Vin取值为0.31V，如果电压Vthn为0.25V的话。
在该实施例的差分放大器中，从输出端out+输出的电流Iout是现有技术的电路的一半。因此，跨导可通过下面的等式表示Gm＝Iout/△Vin＝(Ic . B. W/L)]]>/2这里，B，W和L表示由MOSFET M3和M4确定的值。值B是MOSFET的沟道导电率;L是沿沟道的长度;W是正交于沟道的方向的沟道宽度。
在该实施例中的差分放大器中，从反向输出端out-输出并与前述电流Iout相反的方向流动的电流Iout中产生一个问题。如果电流Iout无处可以馈送的话，则该电流倾向于被MOSFET M3的漏极电压的变化所吸收，使所述反向输出端out-的电压极大地波动，电流平衡不能再保持。在这种情况下，可使用一种差分输出方法，其中，在反向输出端out-和非反向输出端out+之间连接一个电容器。在本申请的滤波器电路中，所希望的是该差分放大器具有一个单端输出。在实施例中的差分放大器中，其非反向输入端(in+)和反向输出端(out-)连接，使得以从非反向输出端(out-)输出的非反向的电流相反的方向流动的电流(Iout)可以从非反向输入端(in+)被吸收。
下面描述偏置电路BIAS。
差分放大器中的偏置电路BIAS包括MOSFET MBO和MB1，串联于供电电压VDD和地电势之间，MOSFET MB2和MB4也串联于供电电压VDD和地电势之间。在地电势侧的MOSFET MB1构成一个电流镜象电路，其中，其栅极和漏极连接起来并将漏极电压加到MOSFET MB1，MB2和MOSFET M5的栅极，向差分放大器级OTA提供电流供应。
此外，偏置电路BIAS的MOSFET MB2被设置成为一个二极管连接电路，其中其栅极和漏极连接，将漏极电压加到差分放大器级OTA的恒流型负载MOSFET M1和M2的栅极。差分放大器级OTA的Gm通过向偏置电路BIAS的MOSFETMBO的栅极加上Gm控制电压Vc和通过根据电压Vc的电平，向恒流MOSFET M1，M2和M5馈送一个偏置电流而被控制。
更具体地说，当控制控制电压Vc的Gm的电平上升时，MOSFETMBO的电流降低，以便降低电流镜象连接的MOSFETMB1，MB4和MB5的栅极电压，从而降低差分放大器级的偏置电流。另一方面，当控制控制电压Vc的Gm的电平下降时，MOSFETMBO的电流增加，以便增加电流镜象连接的MOSFETMB1，MB4和MB5的栅极电压，从而增加差分放大器级的偏置电流。
此外，该实施例的设置是这样的，即使供电电压VDD设置于低于1.5V，由前面所述的偏置电路BIAS产生一个响应于0.91V-1.22V的输入信号Vin的偏置电压，加到恒流型负载MOSFETM1和M2的栅极，以防止输入差分MOSFETM3和M4变为非饱和。
结果，在利用0.8um的模-数工艺模型参数的电路模型中，当供电电压为1.5V，输入信号为1.05±-0.15V输入频率为10.5KHz时，因该实施例的电路系统引起的失真在初级滤波器(截止频率fc＝30KHz)可以降低到0.12%。
在该实施例中的差分放大器中，如果MOSFETM1，M2和M5被假定为理想的电流源的话，失真为0.02%。从而降低了前述模型的失真(0.12%)，该失真是由按输入/输出信号的变化的MOSFET M1，M2和M5的漏极电压的变化的事实造成的，并且电流因沟道长度调制效应而被改变。
在该实施例中，因沟道长度调制效应引起的漏极电压的波动被抑制，通过将前述MOSFETM1，M2和M5的沟道长度设置为6um，来降低差分放大器的输出失真。
图3示出了差分放大器的失真和MOSFETM5的沟道长度之间的关系。这里，图3示出了通过将沟道长度和宽度之比W/L设置为一个常数，使得相同幅度的电流可以流过MOSFETM5而得到的测量结果。
在现有技术中，MOSFET的沟道长度调制效应可以通过增加沟道长度被降低。但是，我们发现，在差分放大器中，MOSFETM5的沟道长度为6um时，输出失真可以达到最小，沟道长度再大时，失真变差。这是因为，尽管沟道长度增加会降低因沟道长度调制效应引起的信号误差的幅度，但加到图1中电路的节点N2的寄生电容Cs(M5的漏极电容)增大了因电流流过寄生电容Cs的电流误差。通过上述描述，可以看出，对于图1的差分放大器来说，使用具有较大B值(沟道导通率)N沟道型MOSFETM3，M4和M5是具有较大优越性的。
图4和图5显示了根据本发明的第二和第三实施例的Gm可控差分放大器和利用该放大器的OTA-C的滤波器。在图4中示出了第二实施例，相同数字表示的元件代表相同的元件。
通过改进图1中所示的实施例的电路，使得恒流MOSFETM5的电流可以根据输入信号的变化得到补偿，可以进一步降低差分放大器的失真。在图1的电路中，当输入电压降低时，节点N2的电势相应地降低，以减少MOSFETM5的电流。当输入电压升高时，节点N2的电势相应地升高，以增加MOSFETM5的电流。在图4的电路中，偏置电路BIAS是这样改进的，使得MOSFETM5的栅极电压上升或下降以补偿前述MOSFETM5的电流增加或减少，使得电流可保持在一个恒定值。
更具体地说，对于差分放大器OTA的恒流MOSFETM5，以电流镜象方式连接了一个MOSFETMB11，被设置于偏置电路BIAS中。为了根据控制电压Vc，向MOSFET MB1馈入一个电流，以及对于MOSFETMB4，在供电电压VDD和地电势间串联了一个电流镜象MOSFETMB5，MB6和MB7。在供电电压VDD和地电势之间串联的MOSFET MB2和MB4之间，连接了一个MOSFETMB3，接收其栅极处的输入信号。对于MOSFETMB2，以电流镜象方式连接了一个源极接于供电电压VDD的MOSFETMB8。在MOSFETMB8的漏极和地电势之间，相对于前述MOSFETMB6以电流镜象方式连接了一个MOSFETMB9。MOSFETMB8的漏极，连接到MOSFETMB10的栅极，该MOSFETMB10与MOSFETMB11串联。
在图5中，显示了第三实施例，由相同数字表示的元件与图4的相同。
下面，描述与图4的电路不同的部分。
在第三实施例中，与第二实施例不同，MOSFETMB5以电流镜象的方式接于MOSFETMB12和MB15。在MOSFETMB12的漏极和地电势之间，串联了一个MOSFETMB13，其栅极接收MOSFETMB3的源极电压，及一个二极管连接的MOSFETMB14。在MOSFETMB15漏极和地电势之间，串联了二极管连接的MOSFETMB16和MB17，与MOSFETMB5，MB6和MB7相反，它们构成了一组MOSFETMB16和MB17。
对于MOSFETMB16，还以电流镜象方式，连接了MOSFETMB18，MOSFETMB18和MB19串联在供电电压VDD和地电势之间。MOSFETMB19以电流镜象方式连接到MOSFETMB14。对于MOSFETMB18和MB19的节点，连接有MOSFETMB20的栅极。在MOSFETMB20的漏极和供电电压VDD之间，连接有一个二极管连接的MOSFETMB21，MOSFETMB21以电流镜象方式连接到差分放大器的恒流型负载MOSFETM1和M2。
参照图6，下面描述在恒流MOSFETM5一侧由偏置电路进行的电流补偿的工作原理。
在该实施例中，偏置电路配置有一个用于输入信号Bin的监视端MT，该端接于MOSFETMB3的栅极，通过恒流MOSFETMB4，一个恒定的电流渡过其中。结果，MOSFETMB3用作一个伪输入MOSFET，其源极电压象差分放大器的节点N2的电势一样(象恒流MOSFET M5的漏极电压那样)随着输入信号Bin变化。例如，当输入信号Bin上升时，MOSFETMB3的源极电压上升，增加流经连接到漏极侧的MOSFETMB2的电流。因此，以电流镜象方式连接到MOSFETMB2的MOSFETMB8的电流增加，增加了流经MOSFET MB9的电流。
另一方面，由于始终通过MOSFET MB6向MOSFET MB9提供恒定的电压，当MOSFET MB8的电流增加时，栅极-源极电压Vgs上升，增加了MOSFET MB10的栅极电压。结果，流经MOSFET MB10和连接MOSFET MB10的栅极的MOSFET MB11的电流减少，流经以电流镜象的方式连接到MOSFET MB11的MOSFET M5的电流也减少，使得倾向于随因沟道长度调制效应引起的节点N2的电势的上升而增加的流经MOSFET M5的电流可以得到补偿。相反，当输入信号Bin下降时，偏置电路增加因节点N2的电势的影响而趋于减少的流经MOSFET M5的电流。
图5的实施例中的恒流型负载MOSFET M1和M2的补偿电流大体与前述的例子相似，只是电势关系相反。MOSFET MB12和MB15对应于MOSFET MB4和MB7;MOSFET MB14和MB19对应于MOSFET MB2和MB8;MOSFET MB18、MB20和MB21对应于MOSFET MB9、MB10和MB11;MOSFET MB13对应于MOSFET MB3。由MOSFET MB3的电压Vth降低的低于输入信号Bin的电势被加到MOSFET MB13的栅极作为监视电压，以拓宽MOSFET MB13的工作范围。
在图5的偏置电路中，当输入信号Bin上升时，MOSFET MB13的栅极电压升高，降低了流经连接到MOSFET MB13的漏极一侧的MOSFET MB14的电流。结果，流经以电流镜象方式与MOSFET MB14连接的MOSFET MB19的电流减小，减少了流经MOSFET MB18的电流。
随着流经MOSFET MB19的电流的减少，MOSFET MB18的栅极-源极电压Vgs下降，但是MOSFET MB20的栅极电压上升。从而，流经MOSFET MB20和连接到MOSFET MB20的漏极一侧MOSFET MB21的电流增加，从而增加以电流镜象方式连接到MOSFET MB21的MOSFET M1和MOSFET M2的电流，于是，因输出电压out-和out+的上升，由沟道长度调制效应而使得趋于减少的流经MOSFET M1和M2的电流可以得到补偿。相反，当输入信号Bin下降时，偏置电路减少流经MOSFET M1和MOSFET M2的电流，随着输出电压out+和out-下降，该电流趋于增加。
在偏置电路中，MOSFET MB4的漏极电压如同在恒流MOSFET M5的漏极处发生波动，该电流波动通过利用电流镜象电路从MOSFET MB2传到MOSFET MB8。同时，MOSFET MB9由一个恒定电压偏置。结果，在MOSFET MB9的源极处电势，即，在MOSFET MB10的栅极处的电势由因MOSFET MB4的漏极波动引起的电流波动而产生反向波动，并通过MOSFET MB11被送到恒流MOSFET M5的栅极。
结果，恒流MOSFET M5电流的波动由偏置电路减少到0.2%。初级滤波器加有如图5所示的恒流型负载MOSFET M1和M2的电流的差分放大器，其中的失真也可以改善为0.024%。
图7示出了适合于在OTA-C滤波器中使用的Gm可控差分放大器的另一个实施例。图7的差分放大器被改进，使得差分放大器具有出色的Gm线性，称为所谓的交叉耦合型，适合用于OTA-C滤波器。
交叉耦合型差分放大器是源极共同接在一起的两对MOSFET Q1和MOSFET Q2及Q3和Q4的漏极共同相互交叉连接，恒流源I0被连接到公共漏极，直流电平相差VB的信号被送到MOSFET Q1，和Q3，Q2，Q4的栅极。因此，这种类型的差分放大器的特征是其跨导Gm不依赖于电流IC0。结果，如果构成连接到公共源极的恒流IC0的MOSFET的W/L(栅极宽度和栅极长度之比)预先被设置为一个较大的值，这样即使因高频输入而使输出电流Iout增加也不会产生失真。
但是，在交叉耦合型差分放大器中，MOSFET Q1，Q2，和Q3，Q4的栅极电压随产生VB的MOSFET的门限电压的波动而波动，从而，所有的MOSFET饱和工作的输入幅度减少。所以，交叉耦合型差分放大器不适合用于低电压滤波器。
在图7中的交叉耦合型差分放大器中，在差分MOSFET Q1，Q2，和Q3，Q4之前，提供有电平改变MOSFET二极管连接的MOSFET Q5，Q6，Q7和Q8。输入信号由源极跟随型MOSFET Q11和Q12升高，然后，相同特性的MOSFET降低，并输入到差分MOSFET Q1，Q2，和Q3，Q4。
栅极加有输入信号Bin+(或Bin-)的MOSFET Q11(Q12)的源极电压被输入到二极管连接的MOSFET Q5和Q6(Q7和Q8)的源极，其输出被从其栅极抽出并被输入到差分MOSFET Q1和Q2(Q3和Q4)的栅极。在该实施例的电路中，MOSFET Q5和Q6的降低的电平差和MOSFET Q7和Q8的降低的电平差都被设定为前述的电压VB。
恒流源分别被连接到输入MOSFET Q11和Q12和二极管连接的MOSFET Q5，Q6，Q7和Q8，其中的MOSFET Q5和Q7，以及Q11和Q12被连接到恒流源I1，用于提供一个相等的电流，而MOSFET Q6和Q8被连接到可变恒流源IC。在该实施例的差分放大器中，通过调整可变恒流源IC的电流，输入电势差VB可被控制，以便改变跨导Gm。
在该实施例中，MOSFET Q5和Q6(或Q7和Q8)为源极输入型并具有较低的阻抗。因此，电流在MOSFET Q11(Q12)，及Q5，Q6(Q7，Q8)之间相互流动，使得所希望的电流将不必须地流动。在该实施例中，通过向MOSFET Q11(Q12)，及Q5，Q6(Q7，Q8)的相应的源极和漏极提供恒流源，流经各个MOSFET可以得到保证。
在图7的实施例中，通过利用图4中所示的电流补偿型偏置电路作为可变恒流源IC或恒流源I0，I1和IC0的偏置电路，可以进一步降低失真。在该实施例中，差分MOSFET Q1，Q2，和Q3，Q4为N沟道型，输入MOSFET Q11和Q12及电平改变MOSFET Q5，Q6，Q7，Q8为P沟道型。但是，它们也可以由相反导电型MOSFET构成。
前述的恒流源I1和I0及可变恒流源IC可以是单一MOSFET。
图8显示了产生恒流源I1和I0和可变恒流源IC的相应栅极偏置电压的偏置电路的例子，其中，它们都由单一MOSFET构成。
此外，连接到MOSFET Q5，Q11(Q7，Q12)的源极的恒流源可以作成互相共用。同样，连接到MOSFET Q5，Q11(Q7，Q12)的漏极的恒流源可以作成互相共用。
在图8中，标号BIAS2代表为电流源I1和I0产生偏置电压Vc1和Vc1’的偏置电路，标号BIAS1代表为可变恒流源IC产生Vc2和Vc2’的偏置电路。这些偏置电路具有与图5中的偏置电路BIAS相同的结构，因沟道长度调制效应引起的电流的变化可以得到补偿。在图8中，与图5中的元件具有相同功能的元件用相同的标号表示，并且略去了其描述。
对跨导Gm的控制是通过调整加到偏置电路BIAS的控制端的电压来完成的。在偏置电路BIAS2的控制端加有一个恒压Vg，使得偏置电路BIAS2只进行因沟道长度调制而引起的电流变化的补偿。
下面描述一个实施例，其中用于自动调整放大器的跨导Gm的随温度及生产变化到所希望值的控制电压Vc可被自动产生。
如图9所示，其中显示了在信号处理系统中用作初级的OTA-C滤波器(称为主滤波器)10，一个监视滤波器(以下称为副滤波器)20，用于监视一个具有所需频率的基准信号Vi，一个相位差检测/调整电路30用于检测副滤波器20的输出Vo和基准信号Vi之间的相位差，以产生一个反馈信号。利用反馈，该调整电路30产生一个用于调整副滤波器20的截止频率fc的反馈信号，将截止频率调整到一个所需的值，使得相位差变成所需的值(45度)。该反馈信号被作为主滤波器10的Gm控制的控制电压Vc送到主滤波器10。
在该实施例中，副滤波器20包括一个与构成主滤波器10的OTA(Gm可控放大器)的结构相同的OTA。由于半导体集成电路的跨导Gm的生产变化，温度特性和电容量等特征在同一半导体芯片中基本相同，主滤波器10的截止频率可以被均衡到所需的频率，即，副滤波器20的截止频率。
图10示出了包括副滤波器20和相位差检测/调整电路30的控制电压发生器的一个具体的电路的例子。
该实施例的控制电压发生器利用了这样的事实，即，初级低通滤波器的相位延迟在增益为-3dB(参见图7)时的频率限定的截止频率fc相差45度。即，控制电压发生器产生一个反馈信号(Vc)，通过向包括OTA21和电容器22的副滤波器20输入一个具有所需频率的基准信号，及通过相位差检测/调整电路30检测副滤波器20的输出Vo和基准电压Vi之间的相位差，使得相位差变为45度。
在该实施例中，相位差检测/调整电路30包括比较器31和32，用于将副滤波器20的输出Vo和基准信号Vi转换成矩形波(脉冲)，一个用于接收这些输出脉冲单一的或(or)门33产生一个具有与输出脉冲的相位差对应的占空比的脉冲Vd，一个积分器(OTA34和电容器35)，用于对输出脉冲Vd和一个具有占空比为25%的脉冲信号Vr之间的差进行积分。
在该实施例的控制电压发生器中，如果副滤波器20的截止频率fc等于基准信号Vi的频率fi(即，fc＝fi)，副滤波器20的输出Vo的相位，如前所述，将延迟45度。因此，或(EOR)门33的输出Vd具有一个频率是输入基准信号Vi的频率两倍占空比为输入基准信号Vi的25%或1/4的波形，如图11(a)。
当构成副滤波器20的OTA 21不具有所需的Gm值时，截止频率fc不能与基准信号Vi的频率fi一致，使得EOR门的输出脉冲Vd的占空比有一个25%的差。由于Vd和具有占空比为25%的理想脉冲信号Vr之间的差被积分器积分，相位延迟很小，如图11(b)所示，如果fc＞fi，脉冲Vd的占空比减小，增加了积分值，即，输出电压(控制电压)。
如果fc＜fi，相位延迟变大，如图11(C)所示，脉冲Vd的占空比增加，减小了积分值，即，输出电压。构成副滤波器20的OTA 21的跨导Gm由该输出电压(控制电压Vc)调整。负反馈是这样加上的，当控制电压Vc下降时，副滤波器20的截止频率fc升高，而当控制电压Vc升高时，则降低。结果，以一种稳定的状态，保持一种自动调整fc＝fi。由于控制电压Vc也送到主滤波器10，主滤波器10的截止频率fc也被控制到基准信号Vi的频率fi。此外，在自动调整之后，通过改变理想脉冲信号Vr的占空比，截止频率可以任意被设定。
在该实施例的控制电压发生器中，为了稳定输出电压Vc，使积分器的时间常数大于副滤波器20的时间常数是必要的。但是，对于较小时间常数的积分器，可以取得对稳定状态的较快的收敛。在该实施例中，OTA 34的跨导Gm，通过控制构成积分器的OTA 34的控制电压Vc2，在降低积分器的时间常数的转变过程中可被增加，在升高积分器的常数时，则被减小。
在多信号处理系统，即在单片半导体中提供有两个或多个主滤波器的系统中，该实施例中的一个控制电压发生器可以由其中的两个主滤波器共用，从而从一个控制电压发生器中向每个主滤波器提供控制电压Vc。
由于在环路中只有一个积分器，该实施例的控制电压发生器具有系统工作稳定的优点。该发生器的另一个优点是积分值恒定，如图11(d)所示，即使OTA 21和34以及比较器31和32偏移，也不会影响准确性。
图12显示了根据本发明的OTA-C滤波器的另一个实施例。图12显示的OTA-C滤波器是在单片半导体基片上形成的。
图12的滤波器电路是本发明在三级Butterworth低通滤波器中的应用。在图12中，OTA1，OTA2和OTA3中的每个都是与图5中所示的差分放大极OTA具有相同电路结构的Gm可控差分放大器。在每个OTA中，用于恒流MOSFET M5的偏置电压VGN和用于MOSFET M1，M2的偏置电压VGP由公共电流补偿型偏置电路BIAS提供。差分放大极OTA1和OTA2的反向输出端被连接到具有低阻抗的输入端Vin，差分放大极OTA3的反向输出端被连接到差分放大极OTA3的具有低阻抗的输入端。
图12的滤波器电路是在OTA-C滤波器的基础上的进一步的改进，其中在图14中所示的SALLEN-KEY型低通滤波器中的电阻R1，R2和R3被OTA所取代(Gm可控差分放大器)。
换句话说，在图14中所示的SALLEN-KEY型低通滤波器中的电阻R1，R2和R3被OTA所取代即可得到图15所示的电路。这里，电阻R2由两个OTA替代的原因在于需要一个放大器OTA2用于对电容器C1充电/放电，一个放大器OTA4用于对电容器C2充电/放电，因为有两种情况，一是通过电阻R2，流过用于对电容C1充电的电流I1，二是通过电阻R2，流过用于对电容C2充电的电流I2。已经发现即使省去图15中的放大器OTA，通过选择图14中的电路的电容器C1，C2和C3的恰当的比值(在三级Butterworth的情况下，C1＝C2＝C3)也可取得相同的传送功能。因此，我们作出了与图12所示的实施例相同的改进的OTA-C滤波器。
这种OTA-C滤波器利用了一个完整的差分型放大器。在这个例子中，一个高电压被加于反向输入端和非反向输入端之间，OTA的电压/电流转换的线性特征代表滤波器的线性，所以OTA必须具有极高的线性特性。在该实施例的OTA-C滤波器中，相反只使用了单端输出放大器，该OTA-C滤波器的优点是OTA无需极高的线性特性。
图12的OTA-C滤波器具有一个这样的结构，即放大器OTA1，OTA2和OTA3分别加有来自公共电流补偿型偏置电路BIAS的偏置电压VGN和VGP，但是加到放大器OTA3的输入电压的电平与加到放大器OTA1和OTA2的输入电压的电平不同。如图13所示，提供了差分电流补偿型偏置电路BIAS1和BIAS2，用于提供偏置电压VGN和VGP，根据相应的输入电压，电流得到补偿，使得失真得到进一步的减小。在该例子中，偏置电路BIAS2被提供到偏置电路BIAS的输入端。此外，图12和13中的偏置电路BIAS，BIAS1和BIAS2具有与图5中的偏置电路BIAS相同的结构。
图16显示了一个无线电通信系统，作为图14所示的本发明的滤波器电路(低通滤波器)的一个应用实例。
在图16中，标号50代表连接到麦克风MP和喇叭SPK的声音编译码器，用于将音频信号转换成电信号及将模拟信号转换成数字信号;标号60代表一个信道编译码器电路，用于执行定时共享处理，用于产生和检测纠错码以及用于形成和分析一个发送/接收桢;标号70代表一个调整解调器(调整/解调电路)用于对一个传送/接收信号进行调整/解调。
声音编译码器50包括低通滤波器51和52，一个A/D转换器53，一个D/A转换器54，一个编码器55，用于压缩输入的音频信号，一个解码器56，用于扩展音频输出。此外，调整解调器70包括一个低通滤波器71和72，一个D/A转换器73，一个A/D转换器74，一个调制器75和解调器76。声音编译码器50，信道编译码器60和调整解调器70被形成于一个半导体芯片上，并集成到一个半导体集成电路中，尽管并不特别限于此。
在图16中，标号80代表一个包括用于发送的功率放大器的高频单元，一个用于产生载波的合成器，一个加法器，用于将载波信号与发送/接收信号结合，标号81代表一个发送/接收天线。
在该实施例中，由于使用了低通滤波器51和52，及71和72，图12和13中所示的滤波器电路，声音编译码器50和调制解调器70具有内部的Gm控制电路，该电路包括Vc发生器，如图10所示，用于产生控制电压Vc，控制构成体统滤波器51和52，71和72的OTA(Gm可控差分放大器)的跨导Gm。
此外，声音编译码器50的Gm控制电路对于低通滤波器51和52共享，调整解调器70中的Gm控制电路对低通滤波器70和71共享。由于在同一半导体芯片上的容性元件和电阻元件的比可以被设置的相对地准确，OTA的跨导和滤波器的截止频率可以准确地控制为恒定，即使Gm控制电路被提供为由单片上的多个滤波器电路共享。此外，通过利用Gm控制电路的共享，可以抑制占用区域的增加。
在该实施例中，如上所述，在OTA-C滤波器中所利用的Gm可控放大器具有这样的结构，来自偏置电路的恒定的电压被加到连接到基本差分放大器的输入差分MOSEFT的漏极的负载差分MOSEFT的栅极，使负载MOSEFT作为一个恒流源工作，而该电路的反向输出端被连接到输入端。结果，输入差分MOSEFT的负载MOSEFT被作为一个恒流源，使输入差分MOSEFT的漏极电压变为与负载MOSEFT的门限电压无关。即使供电电压被设定为1.5V之低，当输入信号上升时，也可防止输入差分MOSEFT的非饱和，提供一个低电压放大器。此外，由于反向输出端被耦合到输入端，从反向输出端输出的与来自非反向输出端的电流相反的电流可从非反向输入端吸收，产生一个可以很容易的保持电路平衡的效果。
另外，基本差分放大器具有一个电流补偿型偏置发生器，根据检测到的输入电压的电平产生一个偏置电压，并将该偏置电压加到基本放大器的恒流MOSEFT的栅极，补偿因沟道长度调制效应引起的电流的波动。结果，差分放大器的偏置电流变为恒定使得跨导稳定，及输出失真可以减小。
在说明书中所述的OTA可以视为一个用于将输入差分电压转换成电流的电路。总之，OTA可以作为一个差分-电压/电流转换器。
尽管我们的发明已经通过结合实施例进行了详细的描述，但并不限于此，并且，在不脱离本发明的精神的情况下可以以各种方式作出各种改进。尽管在前面叙述了初级低通滤波器和三级低通滤波器，本发明也可应用于二级低通滤波器及四级或更高级别的低通滤波器。此外，本发明可用于带通滤波器或高通滤波器。
下面简要描述通过本发明的实例得到的效果。
通过本发明，可以得到一种工作于低电压，具有低功耗，及低失真和较小频率偏移的滤波器电路。
例如，通过改变图2中所示的电容型元件C的值，改变图1中的OTA的MOSEFT M1到M5的规格，或同时改变二者，OTA-C滤波器的特性可以相对较大地得到改变。通过改变控制电压Vc，特性可被精确地调整。为了考虑设计时方便，最好改变电容元件C。通过调整控制电压Vc，因生产差异引起的特性的变化可以很自然地得到调整。
权利要求
1.一种模拟滤波器电路，包括一个电压/电流转换电路，该电压/电流转换电路包括一个具有源极，漏极和栅极的第一差分MOSEFT；一个第二差分MOSEFT，具有一个接于所述第一差分MOSEFT的源极的源极，及一个漏极和一个栅极；一个接于所述第一差分MOSEFT的源极的电流源；一个接于提供预定电压的电源和所述第一差分MOSEFT的漏极之间的第一电流电路；以及，一个接于所述电源和所述第二差分MOSEFT的漏极之间的第二电流电路；一个接于所述电压/电流转换电路的输出的电容电路；一个接于所述电压/电流转换电路的第一电流电路和第二电流电路的控制电路，用于确定第一和第二电流电路的电流值。
2.根据权利要求1所述的模拟滤波器电路，其中，所述的第一电流电路是一个第三MOSEFT，该MOSEFT具有一个连接于所述电源和所述第一MOSEFT的漏极之间的源极-漏极路径，和一个栅极，所述的第二电流电路是一个第四MOSEFT，具有一个接于所述电源和所述第二MOSEFT的漏极之间的源极-漏极路径，和一个栅极，以及所述的控制电路是一个偏置电路，用于根据控制信号改变加于所述的第三和第四MOSEFT的栅极的偏置电压。
3.根据权利要求2所述的模拟滤波器电路，其中所述的电流源是一个第五MOSEFT，该MOSEFT具有一个接于所述第一MOSEFT的源极和一个预定供电端之间的源极-漏极路径，和一个栅极，以及所述的控制电路包括一个偏置电路，用于根据控制信号改变加于所述的第五MOSEFT的栅极的偏置电压。
4.根据权利要求2所述的模拟滤波器电路，其中，所述的控制信号包括一个对应于一个送到所述第一MOSEFT的栅极的输入信号的信号，所述的偏置电路包括一个补偿电路，用于向所述第一和第二MOSEFT的栅极馈入一个偏置电压，利用第一和第二MOSEFT的漏极电压因所述输入信号的变化而产生的变化去补偿所述的第一和第二MOSEFT的源极-漏极电流的变化。
5.一种根据权利要求3所述的模拟滤波器电路，其中所述的控制信号包括一个对应于一个送到所述第一MOSEFT的栅极的输入信号的信号，所述的偏置电路包括一个第一补偿电路，用于向所述第一和第二MOSEFT的栅极馈入一个偏置电压，利用第一和第二MOSEFT的漏极电压因所述输入信号的变化而产生的变化去补偿所述的第一和第二MOSEFT的源极-漏极电流的变化，以及一个第二补偿电路，用于向所述第五MOSEFT的栅极馈入一个偏置电压，利用第五MOSEFT的漏极电压因所述输入信号的变化而产生的变化去补偿所述的第五MOSEFT的源极-漏极电流的变化。
6.根据权利要求1所述的模拟滤波器电路，其中所述的电流电路是一个第六MOSEFT，具有一个接于所述电源和所述第一MOSEFT的源极之间的源极-漏极路径，和一个栅极，以及所述的控制电路是一个偏置电路，用于根据控制信号改变加于所述的第第六MOSEFT的栅极的偏置电压。
7.根据权利要求1所述的模拟滤波器电路，其中所述的电压/电流转换电路包括一个第一输出节点，用于接收来自所述第一MOSEFT的漏极的输出信号;一个第二输出节点，用于接收来自所述第二MOSEFT的漏极的输出信号;一个第一输入节点，用于接收送到所述的第一MOSEFT的栅极的信号;一个第二输入节点，用于接收送到所述的第二MOSEFT的栅极的信号;其中，所述的电容电路连接于所述的第一输出节点，所述的第二输入节点连接于所述的第二输出节点。
8.根据权利要求5所述的模拟滤波器电路，其中所述的电压/电流转换电路包括一个第一输出节点，用于接收来自所述第一MOSEFT的漏极的输出信号;一个第二输出节点，用于接收来自所述第二MOSEFT的漏极的输出信号;一个第一输入节点，用于接收送到所述的第一MOSEFT的栅极的信号;一个第二输入节点，用于接收送到所述的第二MOSEFT的栅极的信号;其中，所述的电容电路连接于所述的第一输出节点，所述的第二输入节点连接于所述的第二输出节点。
9.一种形成在一个半导体基片上的模拟滤波器电路，包括多个电压/电流转换电路多个接于所述的多个电压/电流转换电路的各自输出电容电路;一个由所述多个电压/电流转换电路共用的控制电路，一个每个所述电压/电流转换电路包括;一个第一差分MOSEFT，具有一个源极，一个漏极和一个栅极;一个第二差分MOSEFT具有一个接于所述的第一差分MOSEFT的源极的源极，一个漏极和一个栅极;一个连接到所述的第一差分MOSEFT的源极的电流源;一个连接于提供预定电压的供电端和所述第一差分MOSEFT的漏极之间的第一电流电路;一个连接于提供预定电压的供电端和所述第二差分MOSEFT的漏极之间的第二电流电路;其中所述的控制电路接于每个所述的电压/电流转换电路的第一和第二电流电路，以确定第一和第二电流电路的电流值。
10.根据权利要求9的模拟滤波器电路，所述的第一电流电路是一个第三MOSEFT，具有一个接于所述的供电端和所述第一MOSEFT的漏极之间的源极-漏极路径，和一个栅极，所述的第二电流电路是一个第四MOSEFT，具有一个接于所述的供电端和所述第二MOSEFT的漏极之间的源极-漏极路径，和一个栅极，所述控制电路是一个偏置电路，用于根据一个控制信号改变送到所述的第三和第四MOSEFT的栅极的偏置电压。
11.根据权利要求10所述的模拟滤波器电路，其中所述的电流源是一个第五MOSEFT，具有一个接于所述第一MOSEFT的源极和预定的供电端之间的源极-漏极路径，和一个栅极，所述控制电路包括一个偏置电路，用于根据所述控制信号改变送到所述的第五MOSEFT的栅极的偏置电压。
12.一种形成于一个半导体基片上的模拟滤波器电路，包括一个电压/电流转换电路和一个连接到所述的电压/电流转换电路的电容元件，其中所述的电压/电流转换电路包括第一，第二，第三和第四差分MOSEFT，其源极公共地连接到一起;一个接到所述第一和第三差分MOSEFT的漏极的第一电流源;一个接到所述第二和第四差分MOSEFT的第二电流源;一个接到所述第一和第二差分MOSEFT的栅极的第一电平改变电路;一个接到所述第三和第四差分MOSEFT的第二电平改变电路;一个第一电平提升电路，用于对接收到的信号进行提升，并将该提升的信号送到所述第一电平改变电路;一个第二电平提升电路，用于对接收到的输入信号进行提升，并将该提升的信号送到所述第二电平改变电路。
13.根据权利要求12所述的模拟滤波器电路电路，其中所述第一电平提升电路包括一个用于源极跟随的第五MOSEFT，它接收所述的输入信号;所述第二电平提升电路包括一个用于源极跟随的第六MOSEFT，它接收所述的输入信号所述的第一电平改变电路包括与第五MOSEFT具有相同特性的第七和第八MOSEFT，所述第七MOSEFT为二极管连接并将所述第一电平提升电路的输出送到所述第一差分MOSEFT，所述第八MOSEFT为二极管连接并将所述第一电平提升电路的输出送到所述第二差分MOSEFT，以及所述第二电平改变电路包括与第六MOSEFT具有相同特性的第九和第十MOSEFT，所述第九MOSEFT为二极管连接并将所述第二电平提升电路的输出送到所述第三差分MOSEFT，所述第十MOSEFT为二极管连接并将所述第二电平提升电路的输出送到所述第四差分MOSEFT。
14.根据权利要求13所述的模拟滤波器电路，其中所述的第一电平改变电路还包括一个连接到所述第七和第八MOSEFT的可变电流源，所述第二电平改变电路还包括一个连接到所述第九和第十MOSEFT的可变电流源。
15.根据权利要求12所述的模拟滤波器电路，其中所述的模拟滤波器电路是设置在一个音频编译码器或调制解调器中的滤波器电路。
16.一种形成于一个单一半导体基片上的包括一个滤波器电路的半导体集成电路，包括具有一个控制端，一个输入端和一个输出端，并具有加到所述控制端的电压改变的特性的第一滤波器电路;一个相位检测器，接收从所述第一滤波器电路输出的基准输出信号及一个具有预定频率的基准信号，当所述的基准信号被送到所述第一滤波器电路的输入端时，并且输出一个对应于所述基准输出信号和所述基准信号之间的相位差的控制信号;具有一个控制端，一个输入端和一个输出端，并具有加到所述控制端的电压改变的特性的第二滤波器电路;其中所述的控制信号被送到所述第一和第二滤波器电路的控制端，使得所述第二滤波器电路作为所述滤波器使用。
17.根据权利要求16所述的半导体集成电路，其中所述每个第一和第二滤波器电路包括一个导通性根据加到所述控制端的电压改变的电压/电流转换电路，并且将送到所述输入端的信号电压按照所述导通值转换成电流，以及一个连接到所述电压/电流转换电路的电容元件。
18.根据权利要求17所述的半导体集成电路，其中所述的电压/电流转换电路包括一对差分MOSEFT，和一个接到所述差分MOSEFT的漏极并且其值随所述控制端电压改变的电流源。
19.根据权利要求16所述的半导体集成电路，其中所述的半导体集成电路器件是一个音频编译码器或调制解调器。
20.根据权利要求1所述的模拟滤波器电路，其中所述模拟滤波器电路为设置在一个音频编译码器或调制解调器中的滤波器电路。
全文摘要
一个OTA-C滤波器中使用的Gm可控放大器，其中来自一个偏置电路的恒定电压被加到接于一个差分MOSEFT的输入差分MOSEFT的负载MOSEFT的漏极的栅极，允许负载MOSEFT作为一个恒流源工作并且其反向输出端接于输入端。输入差分MOSEFT的负载MOSEFT作为恒流源工作，使输入差分MOSEFT的漏极电压与负载MOSEFT的门限电压无关。即使供电电压被设为低于1.5V，当输入信号上升时，也可防止输入差分MOSEFT非饱和，保持电路的平衡。
文档编号H03H11/04GK1108445SQ9510115
公开日1995年9月13日 申请日期1995年1月10日 优先权日1994年1月12日
发明者丹场裕子 申请人:株式会社日立制作所