专利名称：温度补偿的对数变换器的制作方法
发明的背景申请人的发明涉及到一些用于对调制信号的包络进行准确的对数变换的电路结构。
在多种无线电接收器中，以不同的方式使用对数的包络检波来恢复发送的信息。例如，在调幅(AM)无线电信号的接收器中，对数包络检波能够用来对接收到的AM信号进行解调。经过指数变换后，就可以得到原来的信息，即调制信号。在一种典型的数据接收器中，一个对数变换器的输出给出为把信号分解成I和Q分量而需要的分量之一。而且，一个对数包络检波器的直流输出电平指示了所接收到的信号的强度。
对数包络检波器可以从一些专利申请、技术文献和电路设备目录得知。它们常由几个限定增益的节级联而成，每一节由一个全波检波器和一个放大器构成。这些节产生的输出信号相加产生一个准确的输入信号的对数。
这些电路常常遇到的问题之一是它对参数离散和温度变化的敏感。这导致变换器输出电压的相当大的误差。
通常，为解决这种敏感问题，要测量各个电路的传输特性，并把测得的传输特性和所要求的温度校正一起存放在存储器，如ROM中。当然，这种方法有缺点，为了校正测量值要做较多努力，为充分的误差校正必须附加一些别的电路，例如必须用一个附加的温度探头测量温度。
包络检测的另一个问题是其工作范围通常由噪声电平和允许最大输入电平决定的。通常用一个衰减器限制输入信号的幅度，从而增加有效的最大输入电平。当然，衰减器必须不增加太多的噪声或引入新的温度相关性。在现有的各种电路中，这一目的并非总是能达到的。
包络检测的一个例子是由AnalogDevices公司生产的AD640器件，这种器件包含几个有限增益的节的级连，每一节由一个全波检波器和一个放大级组成。最大输入电平取决于一个集成的衰减器，这种衰减器对温度变化的效应进行了补偿，器件的噪声水平主要由衰减器决定。
授予Gilbert的美国专利No.4,990,803把对数放大器(或变换器)分成三个基本类型(1)用PN结的指数律；(2)模拟-数字转换和数字式对数运算；以及(3)逐次检波或多级变换。第一种基本类型在授予Tschinkel的美国专利No.3,569,736；授予Chamran的美国专利No.3,790,819；授予Feldt的美国专利No.5,200,655以及授予Roberts的美国专利No.5,286,969中说明了。与申请者的发明更为相关的是第三种基本类型，在Gilbert的专利和授予Fotowat-Ahmady等的美国专利No.5,296,761以及授予Fotowat-Ahmady等的欧洲专利No.EP0517305中说明了它的一些例子。
Gilbert的专利说明了一种有多个直流耦合放大级的对数放大器，这些放大级是基于由尾电流产生器偏置的差分放大器的。由电流产生器提供的电流和绝对温度成正比，并自动补偿晶体管的有限β值和基极-发射极电阻的效应。每一级包括一个用不同的元件实现的检波器，这产生每级的与温度有关的对数输出电流。因为每个检波器对前方信号通路要加载，所以，在其间加发射极跟随器作为对策。
在Gilbert的对数放大器中，对数函数的准确性随着增益减小而增加，这导致为了给定的增益，就要用较多的级数。由于尾电流确定的增益值也必须正比于绝对温度，而且必须补偿基极电流损失。Gilbert的专利用包括一个标准差分对的一个间接反馈环路控制集电极电阻上的电压降，从而稳定其差分放大器的增益。虽然这种方法潜在地比明显的补偿更可靠，但所有的系统误差(例如晶体管β误差)都必须个别地特殊考虑。
和在Gilbert的专利中说明的放大器一样，在Fotowat-Ahmady的欧洲出版物中说明的对数检波器中，每一级包括一个用不同的元件实现的检波器。另一方面，它不是从差分放大器的公共发射极得到对数输出电压，而是在差分增益对的各集电极上另加一个差分对。这引起较多的失调问题和影响增益级的小信号行为，因为另加的差分对会给增益级输出加载。
Fotowat-Ahmady的另加的差分对的输出连接到一个读出放大器，后者本身也是一个差分对(读出放大器的另一个输入端连到一个虚设电路)。读出放大器包括一个调节其传输增益的电阻，这个发射极衰减电阻造成了装置的准确性降低。装置的差分放大器尾电流是由微调而匹配的，这造成不可预期的温度系数，使准确性进一步降低。
Fotowat-Ahmady的美国专利中说明的对数检波器和在其欧洲出版物中说明的检波器不同，它试图改进检波器响应的正比性。在其美国专利中说明的装置中偏置电流的安排方式也和在其欧洲出版物中说明的不同，在欧洲出版物中，所有电流源都试图有相同的温度系数(仿真和微调所期望的一种条件)。在美国专利中所说明的装置中，各偏置电流有两种不同的温度系数，而且读出放大器是由一个与绝对温度成正比的电流偏置的。此外，一个用来降低输出电流敏感度的附加变换使用了一个参考尾电流。
这些特点限制了该装置可以达到的对数变换的准确度。此外，如在欧洲出版物中说明的那样，传输特性是由发射极衰减电阻决定的，这意味着并没有试图利用读出放大器双极器件的大信号直流特性。
发明概要按照申请人的发明制作的对数变换器消除了上面所提及的几个缺点并提出了一种解决办法，使电路实际上对参数的离散和温度的变化不敏感。这消除了要作外部温度校正的必要。此外，按照本发明制作的一个变换器的对数传输函数有优越的准确性，消除了对传输函数误差进行外部校正的必要。和以前的装置相比，申请人的对数变换器有较少的元件，所以申请人的装置要求较小的芯片面积和功耗。
按照申请人的发明的一个方面，一个对数变换器有多个电气上相级联的节，一个和级联的各对数节并联的温度补偿节，以及一个输出节。每个对数节包括一个恒定增益的差分放大器，用于产生一个基本上等于该节的输入电信号的共模分量的参考电压的装置，以及一个产生经过温度补偿的节输出信号的读出放大器。温度补偿节由一些若不是完全相同就是相似的放大器和参考电压产生器构成。
特别是，这些电路节包括一些产生其电流大小和对数变换器的温度成正比的电流产生器以及产生其电流大小对于对数变换器的温度是恒定的电流产生器。
在申请人的发明的另一方面中，各恒定增益差分放大器以及在每一节的参考电压发生器中和在温度补偿节中的差分放大器分别包括两对达林顿接法的双极晶体管。在申请人的发明的另一方面中，在每一电路节中的电流产生器包括一种在相应节中的恒定增益差分放大器的模型。在申请人的发明中还有一个方面中，至少有一节还包括一个用于将该节的输入电信号衰减的装置。
附图的简要说明和所附的各图一起阅读本说明将可以理解申请人的发明的特点和优点，其中
图1为一个恒定增益放大器的电气线路图2A为一个参考电压源的电气线路图；图2B为一个恒定增益放大器、一个参考电压源，以及一个产生参考电压源输入信号的网络构成的电路的电气线路图；图3为一个读出放大器的电气线路图；图4表示一个对数放大器节；图5表示一个温度补偿节；图6是一个对数放大器的方框图，它包括一些对数放大器节的级联、一个温度补偿节、以及一个输出节；图7为一个输出节的电气线路图；图8给出一个由一些级联的对数放大器节构成的一个对数放大器在不同温度下的响应；图9为一种恒定增益放大器的偏置方案的电路图；图10表示一种对读出放大器和输出节提供偏置的方案；图11表示一种达林顿接法的恒定增益放大器；图12表示一种衰减器和差分缓冲级；以及图13表示一种一阶环路滤波器的一个实施例。
详细的说明申请人的发明所得到的准确的对数性能是从双极晶体管集电极电流和基极-发射极电压之间准确的指数关系得出的。用两个双极晶体管构成一个差分对，这差分对的对数行为是按照申请人的发明的一个方面制作的对数放大器或对数变换器的基础。可以理解，只有在要依赖PN结的指数律的场合才需要双极晶体管；而其他场合例如电流源中所用的晶体管可以是合适的MOSFET或别的类似的晶体管。一节对数变换器是围绕差分对构成的，整个变换器由几个这样的节级联而成。如下面所述，对数变换器的每一节有三部分一个恒定增益差分放大器G、一个参考电压源R，以及一个读出放大器S。
参阅图1，恒定增益差分放大器G包括前述的差分对Q1、Q2和一对连接电源电压VSUPPLY和差分对的集电极的集电极电阻RC1、RC2。放大器G还包括一个连接差分对的公共发射极和电路地的尾电流源IPTAT。由尾电流源IPTAT提供的电流的大小正比于电路的绝对温度，在下面将称为PTAT电流。尾电流源IPTAT由一种将在下面较详细地说明的典型的偏置技术实现。供给对数变换节的一个差分输入信号连到差分对Q1、Q2的基极端。集电极电阻RC1、RC2的典型值为几KΩ，恒定增益放大器的工作电流约为0.1mA。
恒定增益差分对G有三个输出节点差分对的两个集电极和公共发射极。在集电极之间形成的电压是放大了的差分输入电压C，它是恒定增益放大器的线性输出信号。由于尾电流的PTAT特性，放大倍数(即放大器的增益)与温度无关。在公共发射极和电路地之间形成的电压是对数输出信号L，它包括共模输入电压、一个与温度有关的失调电压，以及一个差分输入电压的与温度有关的对数函数。
可以理解，必须消除共模分量、温度相关的失调电压，以及对数输出电压对温度的相关性。用下面将说明的参考电压源R可以补偿共模分量和随温度变化的失调电压。差分输入电压的对数函数对温度的依赖关系包括二部分对数输出电压与绝对温度成正比，而输入电压由绝对温度定标，输出电压和绝对温度的正比性被下面将说明的读出放大器S消除。输入电压的由绝对温度的定标能够由下面将说明的对数变换器的温度补偿节补偿。
可以理解，恒定增益放大器G把对数变换器中所用的单独的限幅放大器和检波器的功能结合起来了，这些对数变换器在Gilbert的专利和Fotoway-Ahmady的专利和出版物中已有说明。此外，申请人把晶体管结合在以前的限幅放大器和检波器中，减少了申请者的转换器的失调源，从而提高了精度。
参考电压源R针对输入信号的共模分量而补偿恒定增益放大器G的对数输出电压。参考电压源R是恒定增益放大器G的一个复制品，工作在相同的偏置条件下以得到必要的补偿电压。从图2A和2B可见，参考电压源R包括另一个差分对Q1’、Q2’，另一对集电极电阻RC3、RC4，以及另一个尾电流源IPTAT’。由尾电流源IPTAT’提供的电流的大小仍然是PTAT电流。
为了得到所要的补偿，在参考电压源R’的差分对的各基极端处的共模输入电压，即参考电压源R在B端的输入信号，必须和加到恒定增益放大器G输入端的共模电压基本上相同。在对数变换器中必须考虑两种不同的共模输入电压。
对于一个级联中非第一节的对数变换节来说，要考虑的共模输入电压是由该级联中前一节对数变换节产生的，即在前级恒定增益放大器的各集电极产生的共模电压。如图2A所示，这种共模电压很容易用一个由第三个电阻RC5和另一个PTAT电流源IPTAT构成的网络产生。
对于连接到对数变换器的输入端的对数变换节，即级联中的第一个对数变换节，要考虑的共模输入电压是由输入信号源产生的。一般来说，这个电压和在另外一些对数变换节中的共模电压不同，它包含一个直流分量，而当输入信号不平衡时，还包含由于输入信号造成的交流分量。(当对数变换节由一个平衡的输入信号I驱动时，输入电压的共模交流分量为零，B处的电压也为零)直流分量可以简单地从输入信号源得出，而对一个完全不平衡的(单边的)输入信号，其交流分量为输入信号值的一半。图2B表示一个恒定增益放大器G和参考电压源R以及一个为参考电压源提供输入的网络的一个组合。从图2B可以看出，共模输入电压的交流分量是由以两个相同的电阻R1和R2形成的电阻分压器产生的。
在参考电压源R中，差分对的各集电极处的电压不是用作为输出信号。而在差分对的公共发射极和地之间的电压信号E才是电压源R的输出信号。输出信号E用来补偿恒定增益放大器G的对数输出信号L的共模分量。
如上所述，读出放大器S在产生对数变换节的对数输出中执行两个功能补偿共模分量以及对输入信号作温度补偿。按照申请人的发明，读出放大器具有基于已知的PN结的指数律的非线性直流传输特性。申请人把读出放大器S和恒定增益放大器G的非线性直流传输特性(后者也是基于PN结的指数律)结合在一起，给出一个近似的对数函数，假定各放大器的偏置电流有合适的温度系数，这时对数函数的准确性要优于先有各种装置。
按照申请人发明的一个方面，这些温度系数由间接反馈技术决定，而不是由微调或计测决定。这样，消除了系统结构误差，只留下电路元件的不配对作为温度系数的一个误差来源，并大大增加了对数变换器的可设计性。此外，和先有的具有分离的检波器的变换器相对照，申请人的读出放大器并不对前方信号通路加载，因此，申请人的对数变换器能够省去发射极跟随器缓冲或其他为补偿这种加载而采取的措施。
参照图3，读出放大器S还包括另一个差分对Q1”、Q2”和一个连在它们的公共发射极和地之间的尾电流源Iref。在目前优选的一个实施例中，读出放大器S的工作电流约为10微安。读出放大器的差分输出信号Ilog是和差分对Q1”、Q2”的各集电极CS1、CS2之间的电压差相关的。一般来说，不需要专门的网络把差分电压转换成电流Ilog；只要Ilog是由读出放大器的差分对的集电极形成的有效电压源产生的电流就可以了。加在读出放大器差分对的输入信号为在各晶体管Q1”、Q2”的相应基极上的电压VS1、VS2。由图4可见，输入信号VS1是恒定增益放大器G的对数输出信号L，而输入信号VS2为参考电压源R的输出信号E。
由于这种安排，输入信号I中的共模分量被消除，而在读出放大器输入端的晶体管Q1”、Q2”的基极的差分输入信号是恒定增益放大器的差分输入信号I的对数函数。
电压VS1由下式给出VVS1＝Vcommon+Vth+VTlog(2)+VTlog[cosh(Vbb/2VT)]式中Vcommom是出现在恒定增益放大器G中差分对的基极端的共模电压(即输入信号I的共模分量)；Vth是一个由恒定增益放大器G引入的与温度有关的失调电压；VT是一个热电压，即PTAT；Vbb是出现在恒定增益放大器中差分对的基极上的差分电压(即输入信号I的差分分量)。
电压VS2，即参考电压源R的输出信号，由下式给出VVS2＝Vcommonref+Vthref+VTlog(2)式中Vcommonref为出现在参考电压源R的B处的共模输入电压；Vthref为由参考电压源R引起的与温度有关的失调电压。
在可预期的几倍VT的工作范围内，电压VS1可近似为电压Vbb的一个纯对数函数。例如，电压VS1可近似地由下式给出VVS1≈Vcommon+Vth+VTlog(2)+kVTlog(Vbb/2VT)式中k的值约为2.7。可以得知，系数k表示上面给出的电压VS1的严格表达式中cosh函数在对数的变元中的作用。
相应地，至少在对数变换节的工作范围内，差分信号VS1-VS2由下式近似地给出VS1-VS2＝Vlog≈kVTlog(Vbb/2VT)因为在VS1和VS2的近似表达式中相应的项彼此抵消。
从前面的表达式可见，对数变换节的差分输入电压Vbb被失调电压2VT定标，而对数函数是正比于热电压VT的，这种正比性被读出放大器S校正，而读出放大器S的尾电流源Iref设计得与温度无关。通过消除了读出放大器的Q1”、Q2”的集电极出来的电流中的共模分量，从而得到对数变换节的输出信号。这样，对数信息就包含在读出放大器的集电极电流的差分分量中。读出放大器的差分输出电流Ilog由下式给出Ilog＝Ireftanh
]式中Iref为读出放大器中尾电流源Iref产生的尾电流；Vbb是对数变换节的差分输入电压，即输入信号I的差分分量；VT为热电压。
将可以看出，作为对读出放大器中温度补偿的结果，输出电流Ilog不正比于热电压VT，但差分输入电压Vbb仍由VT定标。这种温度相关性可以通过考虑两种情况而消除当Vbb是PTAT时，以及当Vbb与温度无关时。
在第一种情况下，输入信号的温度相关性被前式中对数的变元中分母2VT直接抵消。应该注意，当差分输入信号Vbb是由另外一个对数变换节，如级联中的前一节，所产生的输出信号时，其大小是PTAT。对这种情况，该对数变换节是图4所示的恒定增益放大器G、参考电压源R和读出放大器S的一种组合。
在第二种情况下，当差分输入信号Vbb来自一个独立的信号源，分母2VT不再抵消输入信号的温度依赖性，在输出电流Ilog中仍保持不希望有的温度依赖性。这种不希望有的温度依赖性可以如图5所示用把对数变换节的输出电流Ilog和由一个温度补偿节30产生的输出电流ITC相结合而抵消。
和对数变换节一样，温度补偿节也包括一个恒定增益放大器GT、一个参考电压源RT、以及一个读出放大器ST。参考电压源R和RT确实是完全一样的。另一方面，在温度补偿节中的恒定增益放大器GT包括一个与温度无关的输入电压Voffs作为输入信号送到差分对Q1、Q2。Voffs是在一个对数变换节的工作范围内的参考电压，在室温时约等于2VT。如下面将说明的，电压Voffs可以用几种精密电压源中的任何一种产生，其大小选得使恒定增益放大器GT的直流工作条件和连接外部信号的恒定增益放大器G的直流工作条件相匹配。另外，图5标出了输出电压源的极性，读出放大器ST中差分对的输出极性和读出放大器S中差分对的输出极性相反。这样，输入电压Voffs产生一个与温度有关的输出电流ITC，当从Ilog中减去ITc时，这种温度相关性用来抵消在Ilog中Vbb的温度相关性。
在图4中所示的对数变换节以及在图4和图5中所示的各节的组合产生一些差分输出电流，这些输出电流是加在它们的恒定增益放大器上的差分输入电压的准确而与温度无关的对数函数。此外，读出放大器的增益随差分输入信号的增加而减少(由于前述表达式中的双曲正切函数的作用)，这种行为提高了从恒定增益放大器得到的对数函数的正确性。如图4所示，一个对数变换节是一个恒定增益放大器G(图1)、一个参考电压源R(图2A或图2B)和一个读出放大器S(图3)的一种组合。
由一个如图4所示的节所得到的对数关系只在一个有限的输入电压范围内成立。于是，如上所述，把几个对数变换节级联起来以扩展工作范围。如图6所示，把第一个对数变换节10的恒定增益放大器G的集电极线性输出C连到一个后继的对数变换节20的恒定增益放大器G’的差分输入端(基极)，从而构成一个级联。另外，级联中对数变换节10和20的读出放大器S’的集电极也连在一起以将它们的对数输出电流相加。该级联的对数输出电流是在每个对数变换节中各读出放大器的差分电流之和。虽然在原则上可以在级联中连入任意个数的变换节，但在图6中只画出了两个对数变换节。
无论级联中有几个对数变换节，只需一个温度补偿节30来补偿前述关于Vlog的近似表达式中的热电压VT。如上面已提及的，VT项也可以用使输入电压Vbb是一个PTAT电压来抵消，Gilbert的专利中就是这样做的。另一种抵消VT项的方法是如上面所说明的，加一个从电压Voffs产生的对数电流。这个对数电流可以用单独一个温度补偿节由对数电压VTC产生，VTC由下式给出VTC≈kVTlog(Voffs/2VT)。
从Vlog中减去VTC表明VT项被抵消。因为这些电压的表达式仅仅是近似的，在Ilog的严格表达式中仍留有一个小的温度依赖关系。
虽然原则上各对数变换节可以用分立元件构成，但最好是集成在一个半导体芯片上。当然，集成可以使变换器的各节的元件紧密匹配。而且可以看出，在本应用中所说明的各种电流源，例如IPTAT和Itail，可以很方便地用晶体管-发射极-电阻的组合方式来实现。在本应用中所说明的各电压源，诸如Voffs和VREF，可以用在集成对数变换器之外的精密电压源提供，但可以用任何熟知的制造精密电压源的技术来把电压源和对数变换器集成起来。
申请人的对数变换器的对数函数可以达到的准确度取决于每一个对数变换节的小信号增益，这种依赖关系和先有的装置如在Gilbert的专利中所述的装置根本不同。在申请人的变换器中，现在认为最佳增益值约为每节12dB。在几节的级联中，每加一节，对数变换器的的工作范围扩展约12dB。在工作范围的极限处，对数变换器的误差迅速增加，但在工作范围内，在级联中的每一个节可以区分三种不同的工作方式。如果输入信号足够小，第一节线性地工作。然后，各节的输入电平将通过级联逐级增加，直到某一节开始饱和。级联中将有一节既不线性地工作，也不饱和；这是有效的对数变换节，这一节对对数输出信号起主要作用。当然，随着级联输入电平增加，会发生相继各节间的交迭，这种交迭会在输出和输入的对数关系中引起起伏，即误差。
所以，对数函数的准确性基本上取决于恒定增益放大器和读出放大器的大信号直流传输特性，这种传输特性，完全是由PN结的指数律决定的。在由一些对数变换节构成的一个级联中，对增益为12dB的各节在工作范围内合成误差限制在约±0.15dB内。读出放大器S对这种误差有一个好的作用。许多先有的使用直线近似法的对数变换器如在Gilbert的专利中所述的，为了达到相同的基本准确性，每一级的增益不得不做得很低，从而需要的节数将多得不切实际。
如图6所示，用熟知的技术在输出节40中把申请人的级联的对数输出电流转换成一个输出电压信号LO。输出节40执行二个功能它把从各读出放大器的集电极来的输出电流组合或连接起来以产生电流Ilog；并且再把电流Ilog转换成一个电压。虽然在下面将说明输出级的一些特定例子，但应该理解到设计可以根据跟随在输出节之后的电路而改变。
读出放大器各集电极可以连到一个电流镜象电路而消除对数输出电流中的共模分量，从而产生一个在电流镜象电路输出端和地之间所测到的差分电流。然后此差分电流可以由输出节转换成一个所要求的输出量，例如用一个电阻和一个滤波器产生一个低通滤波过的电压。滤波常用来消除由于无线电载波漏入对数变换器的输入信号中而造成的高频分量。
将可以看到，以上所述的用一个电流镜象电路和一个电阻把对数输出电流转换成一个电压有一些缺点。使用一个电流镜象电路连接各读出放大器的输出端(集电极)以将各集电极电流相加的优点是能在必要时作电流相减，使电流总和的极小值为0。另一方面，电流镜象电路一般是与温度有关的。用一个电阻把电流转换成电压要求用一个电流源作为此电阻的信号源，并且必须用很高的阻抗对电阻加载。
作为一种替换方法，输出节40可以只在每一个读出放大器的二个集电极中的一个取电流(这时另外的集电极就连到Vsupply)。这时，因为只取半个信号而没有引入温度依赖性，必须补偿(减去)失调电压。这是目前优选的方法。图7表示一个适当的输出节40，它避免使用电流镜象电路，它还包括一个电流-电压变换网络。该输出节包括一个直流电流源Icomp以抵消由于只从各读出放大器集电极中的一半取得电流而造成的Ilog直流失调分量。下面将结合图10说明一个输出节模型，它包括一个类似的直流电流源，从而避免了温度依赖性。
图7表示一个适当的输出节40，不过要知道，基于包括至少下列各项考虑的其它电路设计也是适宜的。首先，输出节40的温度依赖关系应该在合理范围内做得尽可能小。其次，输出节从电流信号Ilog到输出电压信号LO的传输特性对温度的依赖关系必须和在下面将和反馈模型一起说明的输出节模型的传输特性对温度的依赖关系相匹配。由于反馈模型的作用，匹配得越好，剩余的温度依赖性越小。匹配的好坏取决于在制造变换器中所用的半导体工艺，但它也取决于必须匹配的温度系数的个数，即有关的电路元件数。在将电流Ilog转换成一个电压时至少需要一个电阻，该电阻(在图7中标为R3)一般将有一个与工艺有关的温度系数。如下面所述，标准的偏置技术需要一个具有足够小的失调随温度漂移的环路放大器。
用申请人的发明，能够制作一个具有很稳定的和准确的对数传输函数的对数变换器。图8用半对数坐标表示这样一种对数变换器在三个温度(-30℃，27℃和85℃)下的传输函数。加到对数变换器的输入电压在对数的X轴上表示，变换器的输出电压信号LO在线性的Y轴上表示。对约从100微伏到100毫伏之间的输入电压，对数变换器的输出电压LO在所有三个温度下都准确地出现在约0.6V到2.1V之间。
申请人的对数变换器对温度的不敏感有三个主要原因恒定增益放大器G的尾电流是准确的PTAT，所以增益与温度无关；读出放大器S的尾电流和温度无关；输出节把各读出放大器产生的差分对数输出电流Ilog以与温度无关的方式转换成输出电压信号LO。对这些要求的任何偏离将导致温度误差。
按照申请人的发明，对这三个要求的偏离可以通过一种典型的偏置技术来补偿，在这种偏置技术中，必要的偏置条件再现于在对数变换器中实际使用的电路部分中。电路部分的模型嵌入到一个迫使电路部分模型处于所要求的工作条件的反馈环路中。将在以后较详细地说明如何把这种技术应用于恒定增益放大器、读出放大器、以及输出级。
在恒定增益放大器中的标准偏置用标准偏置技术建立一个处理输入信号I的恒定增益放大器G的严格的模型，包括负载和源阻抗。这种标准的放大器嵌入一个反馈环路，它使在模型的集电极电阻RC1、RC2上的电压为PTAT，从而使增益对于温度为恒定的。参看图9，该反馈环路包括恒定增益放大器模型，它包括一个双极晶体管Q1、Q2构成的差分对100；一个复合的集电极电阻RC1/2，其电阻值为放大器G中集电极电阻RC1、RC2电阻值的一半；一个包括另外一个电阻RC2/2和电流产生器ITAIL1、ITAIL2的差分对输入产生器网络；以及一个附加的环路放大器110，它可以是一个运算放大器。
环路放大器110的一个重要特性是其失调随温度的漂移。环路放大器应该有一个最好等于PTAT的失调电压漂移，因为这种失调是和输入电压相串联的，而这个输入电压就是PTAT。失调电压漂移的温度系数对PTAT的任何偏离将引起恒定增益放大器增益的温度系数。也将看到，和通常一样，放大器也应该有适当的增益和稳定性。
环路放大器110的输入信号是加在两个端点VC处。连到反相输入端的是要控制的电压，即在模型的差分对100的两个集电极处的共模电压。连到环路放大器的正输入端的是一个PTAT电压源VPTAT，它提供一个大小和热电压VT成正比的参考电压。如图9所示，电压源VPTAT连在电源电压干线和环路放大器的正输入端之间。
环路放大器110产生的输出信号VLC控制放大器模型的尾电流源ITAIL1、ITAIL2。当环路放大器110的差分输入信号为零时，放大器模型的尾电流呈现所要求的温度依赖关系，放大器模型的增益变得与温度无关。将可以知道，在放大器模型中的电阻的温度依赖关系也被标准偏置回路所消除。放大器模型的尾电流用熟知的镜象技术复制到在对数变换器中使用的实际的恒定增益放大器G的电流源IPTAT中。
将可以知道，在标准反馈环路中提供了一个基极干线电压，它把增益对100的尾电流精密地设置到所要求的值。在由标准偏置方法设置的偏置点方面的所有系统误差都因之可靠地被消除了，而不象先有的装置必须明显地考虑各种系统误差。
读出放大器和输出节的标准偏置标准偏置技术也用到读出放大器S和输出节40定标的模型。参阅图10，加到一个标准读出放大器的输入端VINMAX的差分输入信号相应于可以从恒定增益放大器得到的最大信号值。加到定标的模型读出放大器的共模输入信号电平VCOMM等于在实际电路中观察到的电平。
环路放大器120的反相输入端连到一个标准输出节(在图10中用一个电流源和电阻ROUT表示)的输出电压LO，并由此连到一个双极晶体管Q1”、Q2”差分对的输出电流。此差分对的作用是作为读出放大器S的模型。在前面所述的工作条件下，模型的输出端(即差分对的各集电极)处的信号电平处于其最大值，相应于对数变换器的对数输出曲线上的某一点。该点的电平被强制等于一个参考电压VREF，该电压连到反馈环路放大器120的正输入端，而且与温度无关。
环路放大器产生的输出信号VLS控制在读出放大器模型中电流源ITAIL3产生的尾电流，因而使尾电流呈现适当的温度相关性。对数变换器输出节的最大输出电压也变得和温度无关，因此，由于读出放大器和输出节的不希望有的温度特性造成的温度误差在电路模型的最大输出电平处被消除。为了在实际电路中也得到相同的特性，用熟知的镜象技术把模型的尾电流复制到对数变换器的实际的读出放大器的电流源IREF中去。
这种标准的偏置技术的一个重要结果是对数变换器的输出电平是准确的，而且与温度无关。电阻随温度的依赖关系也被标准的偏置回路消除。回路也有效地增加了电路在给定的准确度要求下的工作温度的范围。
用达林顿差分对改进增益的准确性如图1所示的一个恒定增益放大器G的增益可能包括一种由在一个多节级联中(如图6所示)下一节所形成的负载阻抗造成的误差。从图6可见，电路节20表现的负载阻抗实际上和电路节10中恒定增益放大器G的集电极电阻并联。
如图11所示，使用一个差分达林顿对Q3、Q4和Q5、Q6而不是恒定增益放大器G的普通差分对可以减少负载阻抗对增益的影响。如果达林顿对用于恒定增益放大器中，则它也应该以同样方式用于参考电压源R中以代替普通的差分对。
将可以知道，达林顿对是用来减少交流负载的，由于在恒定增益放大器的集电极电阻RC1、RC2处看到的是最高的阻抗，在这里使用它们是适宜的。达林顿对也可以用于读出放大器，但是只要把长尾流源Iref的大小设置在远小于恒定增益放大器的尾电流源Iref的值，读出放大器造成的交流负载就能够减到足够小。这样做的优点是避免由达林顿对可能引入的额外的失调。
对于温度补偿节，交流负载不是一个问题，这样就不必为此而使用达林顿对。然而，重要之点在于，就直流行为而言，温度补偿节是为了补偿第一个对数变换节的温度系数而设置的。因此温度补偿节的的结构和第一个对数变换节的结构必须匹配。如果在第一个对数变换节中使用了达林顿对，则达林顿对也必须用于温度补偿节的相应的地方。也可以用同样的理由解释上面所述的在参考电压源R中使用达林顿对。
参阅图11，在L端和C端分别为放大器的对数输出电压和线性差分输出电压，它们相应于图1中未改动的恒定增益放大器的L和C端。也可以看出，未改动的放大器G的单个尾电流源IPTAT只是被三个PTAT电流源所取代，这些连接的电流源提供的电流值在图11中标出。可以指出，这三个PTAT尾电流源提供的总电流正好等于在未改动的放大器中单个PTAT尾电流源提供的电流。
输入范围的改进按照申请人的发明制作的一个对数变换器的最大差分输入电压受热电压VT的限制，而最小输入电压则受电路中的失调电压所限制。在以后将较详细地说明，第一种限制能够用一个或多个衰减的对数变换节消除，而第二种限制能够用一个直流反馈环路消除。
一个衰减的对数变换节将作为一个完整的对数变换器中一些级联的变换节中的一个，一般说来是第一节。衰减节的构造和以前所述的对数变换节相似，包括一个恒定增益放大器、一个参考电压源，以及一个读出放大器，但衰减对数变换节还有一个另外的差分缓冲放大器和一个衰减器。图12为差分缓冲放大器和衰减器的一个例子的电原理图。
差分缓冲放大器包括二个相同的双极晶体管Q7、Q8，连接成发射极跟随器。每个晶体管分别以一个所示的PTAT尾电流源IPTAT4/2作偏置。这些电流源提供的PTAT电流大小只是恒定增益放大器中提供的尾电流的一半。PTAT电流消除缓冲放大器传输函数的温度依赖性。缓冲放大器的输入端B为发射极跟随器的基极端，它们接受出现在对数变换器的差分输入信号。缓冲放大器的输出端BO1、BO2为发射极跟随器的发射极端。
在输出端BO1和BO2之间连有一个电阻衰减器，它由四个电阻RE1、RE2、RE3和RE4串联而构成一个五端网络。这个电阻网络相对于其中心端是对称的。最外面的两个电阻分别连到缓冲放大器输出端BO1、BO2，在中心端M得到共模输入电压，用于参考电压源中，这将如下所述。其余两端I1、I2连到一个恒定增益放大器G的输入端，如上面所述，在这些端点上呈现已衰减了的对数变换器的输入信号。
和前面关于普通对数变换节的说明相似，恒定增益放大器G的共发射极输出端的输出信号L包括一个共模部分和一个对数部分。其共模部分通过对再生该共模部分的参考电压源R的补偿而被消除。和前述普通对数变换节一样，参考电压源R是从恒定增益放大器得出的。然而，和普通对数变换节不同，参考电压源的两个输入端连到呈现共模输入电压的衰减器电阻网络的中心端M。
如在关于普通参考电压源的说明一样，如果衰减节由一个不平衡的输入信号驱动，则在端点M的共模输入信号应该包含输入信号值的一半。一个读出放大器测量参考电压源R和恒定增益放大器G的公共发射极之间的电压差，并产生一个差分集电极输出电流，这也已在前面关于普通对数变换节的说明中提及。
电阻网络决定了衰减节的衰减因子，即传送到恒定增益放大器G的差分电压和缓冲放大器输入端处的电压之比。为了保证前述各非衰减对数节和衰减节之间的恰当过渡，该衰减比必须是在恒定增益放大器中实现的恒定增益的倒数。如果再加一个衰减节，其衰减因子必须等于增益平方的倒数，依此类推。
和如在AnalogDevice的AD640中所用的直接衰减器相比较，衰减节的一个优点是对数变换器的动态范围较大。申请人的变换器的最大输入信号和AD640相同，但当用如发明人所说明的衰减节，则在电路输入端有更好的信号噪声比。
按照申请人的发明的另一方面，失调电压对对数变换器输入信号范围的低端的限制能够用一个安放在一个包括对数变换节和滤波器的反馈环路中的低通滤波器来除去直流失调电压而消除。
参阅电原理图13，环路滤波器是一些无源元件，即电阻R4、R5、R6和电容CI的组合，它的两个输入端F1连到对数节的级联的线性输出端COUT。(如结合图7一起解释的，输出端COUT是级联中最后一个对数变换节的恒定增益放大器的两个集电极端。)环路滤波器也有两个输出端FO连到级联的差分输入端，即在级联中第一个对数变换节中的恒定增益放大器G中差分对的基极端。
这样连入环路滤波器后，形成了一个反馈环路，它力图使差分直流输入电压为零，因此消除由于对数变换节中失调电压造成的对工作范围的限制。
当然，可能以和前面所述的方式不同的具体方式实施本发明而仍不偏离本发明的实质。上面所说明的各实施例仅是举例说明，不应该以任何方式视为是限制性的。本发明的范围是由下述权利要求规定的，而不是由前面的说明规定，所有符合权利要求范围的变动和等价都意味着被包括在其中。
权利要求
1.一种对数变换器，用于产生一个电输出信号，其大小基本上是加到该变换器的电输入信号大小的对数，该变换器包括由一些对数变换节构成的一个级联，其中每一个对数变换节包括用于将一个节的输入电信号差分地放大的装置，其中该放大装置具有对于对数变换器的温度基本上是不变的增益并且产生一个其大小和节输入电信号的大小基本上成线性关系的线性输出信号、以及产生一个其大小基本上是节输入电信号大小的对数的对数输出信号；用于产生一个基本上等于节输入电信号的共模分量的第一参考电压的装置，其中该参考电压产生装置包括一个其增益对于对数变换器的温度基本上不变的差分放大器；以及用于在预定的工作范围内产生一个其大小准确地等于节输入电信号的大小的对数的节输出信号的装置，其中节输出信号是基于对数输出信号和第一参考电压的，并补偿了对数输出信号对温度的依赖关系；以及加到变换器的电输入信号是级联中第一个对数变换节的节输入电信号；一个对数变换节中放大装置的线性输出信号是由在级联中紧跟着的一个对数变换节中的放大装置所放大的节输入电信号；用以产生一个温度补偿信号的装置，它包括产生一个其大小和一个失调电压的大小基本上为对数关系的电信号的第一装置；产生一个其大小基本上等于加到变换器的输入电信号的共模分量的第二参考电压的装置；根据由第一装置产生的电信号和第二参考电压来产生一个其大小正比于对数变换器的温度的电信号的第二装置；以及根据节输出信号和温度补偿信号来产生一个温度补偿的电信号的输出装置，该电信号的大小和加到变换器的输入电信号的大小成准确的对数关系。
2.权利要求1所述的对数变换器，其特征在于，其中每一个放大装置、产生第一参考电压的装置、以及产生节输出信号的装置都具有基于PN结的指数规律的传输特性。
3.权利要求1所述的对数变换器，其特征在于，其中放大装置、产生第一和第二参考电压的装置、以及第一装置的每一个都包括用于产生一个其大小与对数变换器的温度有关的电流的第一装置；而产生节输出信号的装置和第二装置的每一个都包括用于产生有关其大小与变换器的温度无关的电流的第二装置。
4.权利要求3所述的对数变换器，其特征在于，其中每一个第一电流产生装置包括一个相应的放大装置的模型，每一种模型被嵌入有关反馈环路以控制放大装置的增益使其对于对数变换器的温度基本上保持不变；每个第二电流产生装置包括一个相应的用于产生节输出信号的装置的模型，每个模型被嵌入一个反馈环路以控制相应的装置来产生节输出信号。
5.权利要求1所述的对数变换器，其特征在于，至少一个对数变换节还包括将其输入电信号衰减的装置。
6.权利要求1所述的对数变换器，其特征在于，输出装置将各节输出信号和温度补偿信号相结合，并将结合的信号转换为一个输出电压。
7.一种对数变换器，用于产生一个电输出信号，其大小基本上为加到变换器上的一个电输入信号大小的对数，该变换器包括由一些对数变换节构成的一个级联，其中每一个对数变换节包括一个恒定增益差分放大器，它包括接收节输入电信号的两个输入端，这些输入端就是两个双极晶体管的基极端；产生用以偏置这些双极晶体管的一个第一电流的装置，该第一电流的大小和对数变换器的温度成正比；一对线性输出端，它发送的电信号的大小基本上和节输入电信号的大小成正比；以及一个对数输出端，它发送的电信号的大小基本上是节输入电信号的对数；产生一个基本上等于节输入电信号的共模分量的参考电压的装置，其中参考电压源包括一个差分放大器；用于产生一个用以偏置该差分放大器的第二电流的装置，该第二电流的大小与对数变换器的温度成正比；以及一个发送参考电压的输出端；以及一个读出放大器，它具有电气上连到恒定增益放大器的对数输出端的第一输入端；电气上连到参考电压产生装置的输出端的第二输入端，该第一输入端和第二输入端分别为两个双极晶体管的基极端；产生一个用以偏置这些双极晶体管的参考电流的装置，该参考电流的大小相对于对数变换器的温度基本上不变；以及一对发送一个电信号的输出端，该电信号的大小在一预定的工作范围内和节输入电信号的大小成准确的对数关系；以及加到变换器的输入电信号就是级联中第一个对数变换节的节输入电信号；在一个对数变换节中的恒定增益差分放大器的线性输出端电气上连到级联中紧跟着的一个对数变换节中恒定增益差分放大器的输入端；而各对数变换节的输出放大器的输出端的各对都互相并联；一个温度补偿节，它的一对输出端和各对数变换节的读出放大器的各对输出端并联，该温度补偿节还包括一个恒定增益差分放大器，它包括两个接受失调电压用的输入端，该输入端就是两个双极晶体管的基极端；产生一个用以偏置该双极晶体管的第三电流的装置，该第三电流的大小与对数变换器的温度成正比；以及一个发送电信号的对数输出端，该电信号的大小和失调电压基本上成对数关系；用以产生一个其大小基本上等于加到变换器的输入电信号的共模分量的参考电压的装置；一个读出放大器，它具有一个在电气上连到温度补偿节的恒定增益放大器的对数输出端的第一输入端；电气上连到温度补偿节的参考电压产生装置的输出端的第二输入端，该第一输入端和第二输入端分别为两个双极晶体管的基极端；用以产生一个对双极晶体管加偏置的参考电流的装置，参考电流的大小相对于对数变换器的温度基本上不变；以及一对输出端，用于发送其大小和对数变换器的温度成正比的电信号；以及电气上连到各对数变换节和温度补偿节的输出端以产生一个温度补偿的电信号的输出装置，该电信号的大小和加到变换器的输入电信号的大小成准确的对数关系。
8.权利要求7所述的对数变换器，其特征在于，对每个对数变换节，它的恒定增益差分放大器和在参考电压产生装置中的差分放大器，以及在温度补偿节中的差分放大器各自包括两对达林顿接法的双极晶体管。
9.权利要求7所述的对数变换器，其特征在于，在每个对数变换节中产生第一电流的装置和产生第二电流的装置包括一种在相应对数变换节中的恒定增益差分放大器的模型，以及在温度补偿节中产生第三电流的装置包括一种在温度补偿节中的恒定增益差分放大器的模型。
10.权利要求7所述的对数变换器，其特征在于，至少有一个对数变换节还包括用于将其节输入电信号衰减的装置。
全文摘要
一个基于一种非线性逐次检波原理做成的对数变换器，有一个温度补偿偏置结构，并且由于有一个减少失调的直流反馈网络和一个可以输入大的电压的输入衰减级，允许变换器有大的工作范围。对数变换器利用一个双极晶体管的集电极电流和基极-发射极电压之间的指数关系使该变换器对温度和工艺参数的变化不敏感。该变换器由几节级联而成，每一节有一个带有特殊电流源的恒定增益的差分放大器。恒定增益放大器可以包括一个达林顿差分对，电流源的输出与温度无关，或者与温度成正比。
文档编号H03G7/00GK1167535SQ9519652
公开日1997年12月10日 申请日期1995年9月26日 优先权日1994年9月30日
发明者E·诺德豪德, J·斯托菲尔斯 申请人:艾利森电话股份有限公司