专利名称：低频噪声消除方法及相关的cmos检测电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及可应用于具有测量元件的检测电路的噪声消除方法，该测量元件用来测量表示物理量等的检测对象信号的信号值。此外，本发明还涉及包括起测量元件作用的CMOS元件的CMOS检测电路。
用来检测例如压力或加速度这样的物理量的检测电路通常包括对传送自检测换能器的检测对象信号进行处理的信号处理电路。这种信号处理电路所包含的常规电路元件之一是双极晶体管，这种双极晶体管的特征在于具有相当低的内部噪声。
在这种检测电路中，双极晶体管的内部噪声与检测对象信号相比足够小。在检测对象信号中的噪声分量的影响很小，不会造成麻烦。但是，近来的检测电路要求降低成本、减小电路尺寸和使检测功能更加灵活。例如，需要自诊断功能和自校正功能来增强检测电路的智能性。还需要改进数字信号处理功能。这些近期的需求利用包含双极晶体管的电路装置得不到满足。因此需要利用能够提高集成度的CMOS元件来把电路设计成CMOS电路。
在这种情况下，用一测量电路对检测对象信号进行处理。一般把例如CMOS放大电路(即模拟放大器)这样的接口作为该测量电路的前级接口。该测量电路用CMOS元件构成。构成CMOS放大电路的MOS晶体管受到非常大的1/f噪声的影响。于是该MOS晶体管的内部噪声(即低频噪声)很大。该CMOS放大电路的偏置噪声变得很大。偏置噪声是约10Hz或低于10Hz的低频噪声，它与检测对象信号的频带重叠。这就难于利用滤波器电路(即低通滤波器)来滤除这种偏置噪声。
如上所述，CMOS检测电路不可避免地受到在其信号处理系统内的偏置噪声的影响。偏置噪声以低的频率起伏。与此同时，一般的检测对象信号也以低的频率起伏。一旦偏置噪声大于检测对象信号的最小电平，则最终获得的检测输出就受到噪声的极大影响。这样一来就不能把检测精度保持在所需或令人满意的程度上。此外，信号放大电路中存在的偏置电压还因老化而发生变化。在这一点上，这种偏置电压也是一种额外的低频噪声。将引发同样的问题。
考虑到上述问题，本发明的目的是提供可应用于具有产生大的内部噪声的电路元件的检测电路的噪声消除方法。即使在内部噪声电平比检测对象信号的最小电平大的情况下，本发明的噪声消除方法也能够有效地消除低频噪声。此外，本发明的目的还在于提供能够消除低频噪声的不利影响和还能够不管CMOS元件的存在而提高检测精度的CMOS检测电路。
为了实现以上及其它相关目的，本发明提供了用来消除具有正比于1/f和(1/f)n的噪声分量的低频噪声的低频噪声消除方法，这里的“f”表示噪声频率，n≥1，该方法可应用于具有用来变换检测对象信号的信号值的A/D变换装置的检测电路。在该噪声消除方法中，预先设定一人为偏移值。设定该人为偏移值为大于检测对象信号。该人为偏移值被A/D变换装置变换为数字数据，以获得表示该人为偏移值的大小的人为偏移数据。检测对象信号和人为偏移值之和被A/D变换装置变换为数字数据，以获得表示检测对象信号的大小和人为偏移值的大小之和的检测信号数据。然后求该检测信号数据与人为偏移数据的比值。把所获得的比值作为减小传感器输出中的低频噪声的噪声减小数据(校正数据)。
求检测信号数据与人为偏移数据的比值的好处在于可通过恰当地设定该人为偏移值来抑制低频噪声的影响。把对应于所获得的比值的有效位数的信息作为噪声减小数据(校正数据)。
本发明的另一个方面提供了用于检测电路的噪声消除方法。在该方法中，为了在具有用来测量检测对象信号的信号值的测量装置的检测电路中消除低频噪声，预先设定一人为偏移值。该人为偏移值大于检测对象信号。首先用测量装置测量该人为偏移值，以获得表示该人为偏移值的大小的被测人为偏移值。然后用测量装置测量检测对象信号和人为偏移值之和，以获得表示检测对象信号的大小和人为偏移值的大小之和的被测信号值。这些测量操作的测量次序可以颠倒。此后，求被测信号值与被测人为偏移值的比值。把所获得的比值作为减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。
于是，即使当检测对象信号包含低频噪声分量时，相同的低频噪声分量也存在于被测人为偏移值和被测信号值的每一个之中。由于把人为偏移值设定成大于检测对象信号的电平，所以噪声减小数据中的低频噪声分量的影响相当小。噪声减小数据是被测信号值与被测人为偏移值之比。被测人为偏移值代表人为偏移值的被测值。被测信号值代表检测对象信号值和人为偏移值之和。因此本方法可应用于使用造成了大的内部噪声的电路元件的检测电路。即使在内部噪声电平变成大于检测对象信号的最小电平时，也能够有效地消除低频噪声。就是说，通过增大人为偏移值，就能够减轻传感器输出的噪声减小数据中的低频噪声分量的不利影响。这样就能够恰当地保持检测电路的检测精度。
在本方法中，最好顺序地执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作。在这种情况下，可灵活地确定这两种测量操作的测量次序。这样做的好处在于即使在噪声的值以低的频率周期性地变化时，被测人为偏移值和被测信号值的每一个都包含相同的低频噪声分量。这样就能够防止噪声减小数据、即被测信号值与被测人为偏移值的比值因低频噪声的起伏而发生变化。于是根据噪声减小数据可有效地消除低频噪声。
在本方法中，最好以比待消除噪声的周期短得多的时间间隔执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作。这样做的好处在于即使在待消除噪声的大小以低的频率周期性地变化时，被测人为偏移值和被测信号值的每一个都包含相同的低频噪声分量。这样就能够防止噪声减小数据、即被测信号值与被测人为偏移值的比值因低频噪声的起伏而发生变化。于是根据噪声减小数据可有效地消除低频噪声。
在本方法中，最好以等于或小于待消除噪声的周期的1/10的时间间隔执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作。这样做的好处在于可把被测人为偏移值和被测信号值每一个中的低频噪声分量抑制在预定电平范围内。这样就能够防止噪声减小数据、即被测信号值与被测人为偏移值的比值因低频噪声的起伏而发生变化。于是根据噪声减小数据可有效地消除低频噪声。
在本方法中，最好重复地执行产生被测人为偏移值的测量操作来获得该被测人为偏移值的多个样值，同样重复地执行产生被测信号值的测量操作来获得该被测信号值的多个样值。计算被测人为偏移值的这些样值的平均值和被测信号值的这些样值的平均值。然后计算被测信号值的平均值与被测人为偏移值的平均值的平均比值。把如此获得的平均比值作为用来减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。这样做的好处在于由于平均被测人为偏移值的多个样值和平均被测信号值的多个样值所得到的积分效果的缘故，还能够减小高频噪声分量。
在这种情况下，最好按本次序或按相反次序顺序地执行产生人为偏移值的重复测量操作和产生被测信号值的重复测量操作。这样做的好处在于各测量对象之间的切换操作只执行一次。于是切换操作较简单。
在本方法中，最好按本次序或按相反次序把产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作作为要被重复执行的周期顺序地执行。计算被测人为偏移值多个样值的平均值和被测信号值多个样值的平均值。然后求被测信号值的平均值与被测人为偏移值的平均值的平均比值。把如此获得的平均比值作为用来减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。这样做的好处在于由于平均被测人为偏移值的多个样值和平均被测信号值的多个样值所得到的积分效果的缘故，还能够减小高频噪声分量。尤其是，本方法把把产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作作为一个整体来执行。这样做的好处在于被测人为偏移值中的低频噪声基本上与被测信号值中的低频噪声一样。这样就能够恰当地保持低频噪声消除效果。
在本方法中，人为偏移值最好大于检测对象信号的信号值的两倍。这样做的好处在于可把最终获得的噪声减小数据中的低频噪声分量的不利影响抑制在适用程度之内。
在本方法中，人为偏移值最好等于或大于检测对象信号的信号值最大值的10倍。这样做的好处在于可充分抑制最终获得的噪声减小数据中的低频噪声分量的不利影响。
在本方法中，人为偏移值最好等于或大于待消除噪声的大小。这样做的好处在于可把最终获得的噪声减小数据中的低频噪声分量的不利影响抑制在适用程度之内。
在本方法中，最好利用独立于检测对象信号的输入电路设置的信号产生装置产生人为偏移值。这样做的好处在于不用改变检测对象信号的输入电路的状态就能够执行人为偏移值的测量操作。这样就能够增强噪声消除效果，同时还能够稳定噪声消除操作。
在本方法中，最好是测量装置负责测量多个检测对象信号的信号值。按预定次序执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生对应于多个检测对象信号的被测信号值的测量操作，以使产生被测人为偏移值的测量操作和产生各个被测信号值的测量操作之间的时间间隔的平均值为最小。这样做的好处在于可把这些被测值中的低频噪声分量之间的不同降至最小。这样就能够根据最终获得的噪声减小数据增强噪声减小效果。
在本方法中，最好是测量装置负责测量多个检测对象信号的信号值。按预定次序执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生对应于多个检测对象信号的被测信号值的测量操作，以使产生被测人为偏移值的测量操作和产生对应于对检测精度影响最大的特定检测对象信号的被测信号值的测量操作之间的时间间隔为最小。这样做的好处在于可使在对应于对检测精度影响最大的特定检测对象信号的被测信号值中的低频噪声分量基本上等于人为偏移值中的低频噪声。这样就能够针对特定检测对象信号增强噪声消除效果。结果是能够提高检测电路的检测精度。
为了实现以上及其它相关目的，本发明提供了一CMOS检测电路。在本CMOS电路中，设置有产生大于检测对象信号的信号值的人为偏移值的信号产生装置。设置有测量该人为偏移值来获得表示该人为偏移值的大小的被测人为偏移值和测量该检测对象信号与该人为偏移值之和来获得表示该检测对象信号的大小与该人为偏移值的大小之和的被测信号值的测量装置。设置有求该被测信号值与该被测人为偏移值的比值(或相反的该被测人为偏移值与该被测信号值的比值)和把所获得的比值作为减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据的数据计算电路。
于是，即使当检测对象信号包含低频噪声分量时，相同的低频噪声分量也存在于被测人为偏移值和被测信号值的每一个之中。由于把人为偏移值设定成大于检测对象信号的电平，所以噪声减小数据中的低频噪声分量的影响相当小。因此这可有效地应用于使用造成了大的内部噪声的CMOS元件的检测电路。即使在内部噪声电平变成大于检测对象信号的最小电平时，也能够有效地消除低频噪声。就是说，通过增大人为偏移值，就能够减轻传感器输出的噪声减小数据中的低频噪声分量的不利影响。这样就能够恰当地保持检测电路的检测精度。
在本CMOS检测电路中，测量装置最好顺序地执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作。在这种情况下，可灵活地确定这两种测量操作的测量次序。这样做的好处在于即使在噪声的值以低的频率周期性地变化时，被测人为偏移值和被测信号值的每一个都包含相同的低频噪声分量。这样就能够防止噪声减小数据、即被测信号值与被测人为偏移值的比值因低频噪声的起伏而发生变化。于是根据噪声减小数据可有效地消除低频噪声。能够恰当地保持CMOS检测电路的检测精度。
在本CMOS检测电路中，测量装置最好以比待消除噪声的周期短得多的时间间隔执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作。这样做的好处在于即使在待消除噪声的大小以低的频率周期性地变化时，被测人为偏移值和被测信号值的每一个都包含相同的低频噪声分量。这样就能够防止噪声减小数据、即被测信号值与被测人为偏移值的比值因低频噪声的起伏而发生变化。这样就能够恰当地保持CMOS检测电路的检测精度。
在这种情况下，测量装置最好以等于或小于待消除噪声的周期的1/10的时间间隔执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作。这样做的好处在于可把被测人为偏移值和被测信号值每一个中的低频噪声分量抑制在预定电平范围内。这样就能够防止噪声减小数据、即被测信号值与被测人为偏移值的比值因低频噪声的起伏而发生变化。这样就能够恰当地保持CMOS检测电路的检测精度。
在本CMOS检测电路中，测量装置最好重复地执行产生被测人为偏移值的测量操作来获得该被测人为偏移值的多个样值，同样重复地执行产生被测信号值的测量操作来获得该被测信号值的多个样值。数据计算装置计算被测人为偏移值的这些样值的平均值和被测信号值的这些样值的平均值、求出被测信号值的平均值与被测人为偏移值的平均值的平均比值、以及把如此获得的平均比值作为用来减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。这样做的好处在于由于平均被测人为偏移值的多个样值和平均被测信号值的多个样值所得到的积分效果的缘故，还能够减小高频噪声分量。
在这种情况下，测量装置最好按本次序或按相反次序顺序地执行产生人为偏移值的重复测量操作和产生被测信号值的重复测量操作。这样做对于测量装置来说的好处在于各测量对象之间的切换操作只执行一次。于是切换操作较简单。
在本CMOS检测电路中，测量装置最好按本次序或按相反次序把产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作作为要被重复执行的周期顺序地执行。数据计算电路计算被测人为偏移值多个样值的平均值和被测信号值多个样值的平均值、求出被测信号值的平均值与被测人为偏移值的平均值的平均比值、以及把如此获得的平均比值作为用来减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。这样做的好处在于由于平均被测人为偏移值的多个样值和平均被测信号值的多个样值所得到的积分效果的缘故，还能够减小高频噪声分量。尤其是，测量装置把产生被测人为偏移值的测量操作和产生被测信号值的测量操作作为一个整体来执行。这样做的好处在于被测人为偏移值中的低频噪声基本上与被测信号值中的低频噪声一样。因此就能充分保持低频噪声消除作用。这样就能够恰当地保持CMOS电路的检测精度。
在本CMOS检测电路中，信号产生装置最好产生大于检测对象信号的信号值两倍的人为偏移值。这样做的好处在于可把最终获得的噪声减小数据中的低频噪声分量的不利影响抑制在适用程度之内。可把CMOS电路的检测精度保持在适用程度上。
在本CMOS检测电路中，信号产生装置最好产生等于或大于检测对象信号的信号值最大值10倍的人为偏移值。这样做的好处在于可充分抑制最终获得的噪声减小数据中的低频噪声分量的不利影响。能够充分地改进CMOS检测电路的检测精度。
在本CMOS检测电路中，信号产生装置最好产生等于或大于待消除噪声的大小的人为偏移值。这样做的好处在于可把最终获得的噪声减小数据中的低频噪声分量的不利影响抑制在适用程度之内。可把CMOS电路的检测精度保持在适用程度上。
在本CMOS检测电路中，最好设置一输入电路来把检测对象信号变换为适合于测量装置执行的测量操作的形式。信号产生装置的设置独立于该输入电路。这样做的好处在于不用改变检测对象信号的输入电路的状态就能够利用测量装置完成人为偏移值的测量操作。这样就能够增强噪声消除效果，同时还能够稳定噪声消除操作。能够恰当地保持CMOS电路的检测精度。
在本CMOS检测电路中，测量装置最好测量多个检测对象信号的信号值。按预定次序执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生对应于多个检测对象信号的被测信号值的测量操作，以使产生被测人为偏移值的测量操作和产生各个被测信号值的测量操作之间的时间间隔的平均值为最小。这样做的好处在于可把这些被测值中的低频噪声分量之间的不同降至最小。这样就能够根据最终获得的噪声减小数据增强噪声减小效果。能够恰当地保持CMOS电路的检测精度。
在本CMOS检测电路中，测量装置最好测量多个检测对象信号的信号值。按预定次序执行产生被测人为偏移值的测量操作和产生对应于多个检测对象信号的被测信号值的测量操作，以使产生被测人为偏移值的测量操作和产生对应于对检测精度影响最大的特定检测对象信号的被测信号值的测量操作之间的时间间隔为最小。这样做的好处在于可使在对应于对检测精度影响最大的特定检测对象信号的被测信号值中的低频噪声分量基本上等于人为偏移值中的低频噪声。这样就能够针对特定检测对象信号增强噪声消除效果。结果是能够提高CMOS检测电路的检测精度。
在本CMOS检测电路中，最好设置一输入电路把人为偏移值变换为具有表示该人为偏移值的大小的电平的电压信号，还把检测对象信号和该人为偏移值之和变换为具有表示该检测对象信号和该人为偏移值之和的大小的电平的电压信号。如此变换的每一电压信号作为电源电压传送给环形逻辑门延迟电路。测量装置在脉冲信号进入环形逻辑门延迟电路时根据脉冲信号循环频率把输入的电压信号、即被测人为偏移值以及检测对象信号和人为偏移值之和变换为相应的数字数据。
在使用上述环形逻辑门延迟电路的A/D变换电路中，不增大电路尺寸就能够实现高分辨率，还能够获得非常宽的A/D变换范围。人为偏移值可被增大为足够大的值。于是能够极大地提高CMOS检测电路的检测精度。此外，根据使用上述环形逻辑门电路的测量装置，能够极大地提高A/D变换速度。能迅速实现测量对象的切换操作。因此，能够不管低频噪声的起伏，使被测人为偏移值中的低频噪声分量基本上等于被测信号值中的低频噪声分量。这样一来，如上所述，能够确实获得低频噪声消除功能。即使在测量装置检测到多个检测对象信号的信号值时，也能够迅速实现测量对象的切换操作。所以本发明可容易地应用于检测许多检测对象信号的检测系统。
本发明的另一个方面提供了包括以下步骤的噪声消除方法把检测对象信号变换为数字数据以获得检测数据，把基准对象值变换为数字数据以获得基准对象数据，设定大于检测数据的人为偏移数据，把人为偏移数据与检测数据相加以获得被测信号值，把人为偏移数据与基准对象数据相加以获得被测人为偏移值，以及求被测信号值与被测人为偏移值的比值作为将被用来减小传感器输出中的噪声的校正结果。这样做的好处在于可将A/D变换所需的位数减至最小。可减少A/D变换时间。可减小A/D变换电路的尺寸。可降低A/D变换所需的分辨率。
基准对象数据最好等于在检测对象信号基本上为0时获得的A/变换值。这一设定可在检测对象信号为0时有效地增强噪声消除效果。
或者，基准对象数据最好等于在检测对象信号大体上是其最大值的50％时获得的A/D变换值。这可防止噪声消除效果在对应于检测对象信号的最小值和最大值的边缘区域中被降低。
检测数据和基准对象数据可包含造成测量误差的噪声数据。在这种情况下，人为偏移数据最好大于该检测数据。
噪声数据可以是检测对象信号和基准对象值每一个中的噪声分量的A/D变换值。在这种情况下，噪声分量最好等于或大于A/D变换的分辨率。例如，噪声分量A/D变换的分辨率在微伏的量级上。
噪声分量可以是正比于1/f和(1/f)n的频率噪声分量，n≥1，“f”是不超过10Hz的噪声频率。噪声数据可以是在检测对象信号和基准对象值在被使用晶体管、例如双极晶体管、复合晶体管(HBT，HEMT等)的放大电路放大时附加给检测对象信号和基准对象值每一个的噪声分量的A/D变换值。
阅读以下参看附图给出的详细说明将更加明了本发明的上述及其它目的、特点和优点，其中
图1是表示本发明最佳实施例的噪声消除方法的基本原理的特性图；图2是表示每一测量信号的测量定时的信号波形图；图3是表示在预定条件下与被测人为偏移值的各数据和检测对象信号的各最大值相关的差错率的图示；图4是表示传感器A/D变换电路的变换特性的图示；图5是表示用来消除噪声的信号处理电路简要结构的方框图；图6是表示CMOS检测电路整体结构的电路图；图7是说明CMOS检测电路的操作的时序图；图8是表示控制单元所执行的控制的流程图；图9是表示改进的S/N比值的测量结果的图示；图10是说明高频噪声减小(第一部分)的原理的信号波形图；图11是说明高频噪声减小(第二部分)的原理的信号波形图；图12是简要表示本发明另一实施例的方框图；图13是表示用来消除噪声的另一信号处理电路的简要结构的方框图；图14A和14B是共同地表示本发明最佳实施例的噪声消除方法的效果的图示。以下参看附图描述本发明的最佳实施例。在所有附图中，相同的部分用相同的标号来表示。
以下参看图1至11描述本发明的一最佳实施例。
图1是表示本发明的基本原理的特性图。来自检测换能器的检测对象信号“sig”具有在0至最大值“max”范围内线性地变化的信号值(例如电压电平)。在以下的描述中用“sigm”表示该最大值。按以下方式执行消除检测对象信号“sig”中的噪声分量的校正处理。
为了执行校正处理，本实施例预先设定一人为偏移值。该人为偏移值大于检测对象信号“sig”。图1把被测人为偏移值“a”表示为被用来测量检测对象信号“sig”的信号量的测量装置测量的人为偏移值的测量结果。此外，图1还把被测信号值“b”表示为代表检测对象信号“sig(0至max)”和人为偏移值之和的总和信号的测量结果。该被测信号值“b”也由测量装置进行测量。被测信号值“b”的最大值用“bm(＝sigm+a)”来表示。在图1中，“e”表示信号处理系统中的偏置噪声。
校正处理可用能够在很短时间内完成人为偏移值测量操作和总和信号测量操作的装置来执行。在这种情况下，可以认为在被测人为偏移值“a”和被测信号值“b”的每一个中包含相同电平的噪声分量“e”。不用说，当偏置噪声“e”因制造工艺的离散等的缘故而是直流分量时，就不需要这种装置。
包含噪声“e”的被测人为偏移值“a”用“a’(＝a+e)”来表示。包含噪声分量“e”的被测信号值“b”用“b’(＝b+e)”来表示。用b’与a’的比值作为减小噪声分量的校正数据S’(＝b’/a’)。检测对象信号“sig”的最大值“sigm”的校正数据S’用b’m/a’来表示。此时，值“b’m”是包含噪声“e”的被测信号值“b’”的最大值。在不包含噪声“e”的情况下，就得到理想的数据比值S(＝b/a)。
然后，通过从最后获得的值中减去人为偏移分量(例如在a＝b(即sig＝0)时为1)就得到真正的信号分量“sig”。此时噪声“e”的影响就被减小到“e/a”的程度。这样就能够获得噪声消除效果。
图2是表示每一被测信号、即相对于低频噪声“e”的人为偏移值以及表示检测对象信号“sig”和人为偏移值之和的总和信号的测量定时的波形图。包含噪声“e(＝e1)”的被测人为偏移值“a”用a’(＝a+e1)来表示。包含噪声“e(＝e2)”的被测信号值“b”用b’(＝b+e2)来表示。在以下的说明中，噪声“e”的最大值用“em”来表示。如上所述，检测对象信号“sig”的最大值用“sigm”来表示，被测信号值“b”的最大值用“bm”来表示。
如图2所示，噪声“e”以低的频率发生变化。人为偏移值的测量操作和总和信号(即检测对象信号“sig”和人为偏移值之和)的测量操作可按照比噪声“e”的周期短得多的时间间隔“ti”顺序地执行。在这种情况下，可以认为噪声“e”基本上保持相同的值(e＝e1＝e2)。于是被测人为偏移值“a”和被测信号值“b”可如上所述地表示，即a’＝a+e，b’＝b+e。
以下在上述基本原理的基础上描述本发明的校正处理。本发明的校正处理用人为偏移值来减小噪声分量。校正数据S’是被测信号值b’(＝b+e)与被测人为偏移值a’(＝a+e)的比值。
S’＝b’/a’＝(b+e)/(a+e) (1)当噪声“e”为0时，称上述比值为理想比值S(＝b/a)。代入从理想比值S得出的关系b＝Sa可改写公式(1)。
S’＝S/(1+e/a)+1/(1+a/e) (2)于是，当“e/a”趋向0(即当“a/e”增大)时，校正数据S’逼近理想比值S。误差被减至最小。就是说，噪声减小效果最大。换句话说，误差可在差S’-S趋向0时被减至最小。差S’-S用“∈a”来表示。
∈a＝S’-S＝(1-S)/(1+(a/e))(3)于是当理想比值S趋于1时，误差εa就减小。此外，类似于根据公式(2)得出的结论，误差减小效果在“a/e”增大(即“e/a”趋于0)时变大。
此外，作为表示误差减小效果的系数，如下地定义差错率∈r＝∈a/(Sm-S0)这里的(Sm-S0)表示理想比值的最大变化率(Sm＝bm/a＝(sigm+a)/a，S0＝对应于sig＝0时的b/a，即S0＝1)。
于是得到关系式Sm-S0＝sigm/a。由公式(3)所确定的关系，∈r可如下地确定∈r＝(1-S)×(1/sigm)×(1/{(1/e)+(1/a)}) (4)一旦在公式(4)中满足关系e⊥a，1/a就基本上为0。
∈r＝(1-S)×e/sigm (5)公式(5)中的项e/sigm是在不执行校正处理时得到的差错率。本实施例通过设定人为偏移值来执行校正处理。于是，值(1-S)确定了差错率∈r的大小，由此确定了传感器电路中S/N比值的提高程度。
简而言之，为了增强减小检测对象信号“sig”中的噪声分量的噪声减小效果，与检测对象信号“sig”的振幅和噪声电平相比，人为偏移值必须足够大。换句话说，当人为偏移值相当小时，S就会变成大于2。在这样的情况下，由公式(5)显然可见(1-S)的绝对值大于1。差错率∈r增大。期望不到噪声减小效果。待消除的低频噪声的大小缓慢地变化。当被测人为偏移值“a”的测量时刻和被测信号值“b”的测量时刻之间的间隔较大时，就难于把被测值“a”中的噪声“e“看作基本上与被测值“b”中的噪声“e”相同。所获得的噪声消除效果不充分。鉴于此，把被测人为偏移值“a”的测量时刻和被测信号值“b”的测量时刻之间的间隔缩短到可接受的程度是很重要的。
在一实际例子中，检测对象信号“sig”可作为数字数据进行测量并在处理电路中进行处理。当检测对象信号“sig”的最大值“sigm”是10,000(即sig＝0至10,000)时，可设定人为偏移值来获得10倍于“sigm”、即100,000的被测人为偏移值“a”。把包含人为偏移值的检测对象信号“sig”的最大值“sigm”作为被测信号值“bm”(＝b)进行测量。该被测信号值“bm”变成110,000。
现在假定噪声“e”的最大值“em”是100，并且上述测量操作的间隔足够短。
S＝b/a＝bm/a＝1.1e/a＝em/a＝0.001e1＝e2＝e在这种情况下，按以下方式确定没有进行校正处理时获得的差错率∈’。
∈’＝e/sigm＝100/10,000＝0.01(＝1％/FS)就是说，在检测对象信号“sig”的满尺度内将有1/100的差错程度。
相反地，根据利用人为偏移值的校正处理，把S＝1.1代入公式(5)将得到差错率∈r。
∈r＝(1-1.1)×100/10,000＝0.001(＝0.1％/FS)就是说，在检测对象信号“sig”的满尺度内，可把差错抑制到1/1,000的程度，即没有进行校正情况下差错的1/10。
在以上的说明中，检测对象信号“sig”直接与人为偏移值“a”相加。但是，可把检测对象“sig”的±1/2与人为偏移值相加。总的来说，可减小差错率。通过选择检测对象信号“sig”与人为偏移值的相加条件，能够最佳化差错减小效果。
图3表示在S＝1.1和e＝100条件下与被测人为偏移值“a”的各个数据和检测对象信号“sig”的最大值“sigm”相关的“e/a”值、执行了校正处理获得的差错率和没有执行校正处理获得的差错率。图3表明校正处理实现了等于差错率一个数位的效果改善。可在一个数位的量级上改善检测电路的S/N比值。在这种情况下，当S(＝b/a)的值小于2时，差错率∈r可减小到实际可接受的程度。获得了校正处理效果。当S的值等于或小于1.1时，可按e/a的比率改善检测电路的S/N比值。值S＝1.1相应于人为偏移值10倍于检测对象信号“sig”的最大值(即e《a)的情况。于是，当差错电平(即偏移噪声电平)为恒定时，通过增大人为偏移值就能够极大地改善S/N比值。
简而言之，预先确定人为偏移值使其具有大于检测对象信号“sig”的值。利用该认为偏移值获得校正数据S’(＝b’/a’)。利用如此获得的校正数据S’，如上所述地执行校正处理。即使当检测对象信号“sig”包含低频噪声“e”时，被测人为偏移值“a”和被测信号值“b”的每一个也都包含相同的低频噪声分量。由于人为偏移值大于检测对象信号“sig”的电平，所以校正数据S’中的低频噪声分量的不利影响相当小。
因此，在利用具有较大内部噪声的电路元件、例如CMOS元件来构成电路装置时，即使在内部噪声电平变成大于检测对象信号“sig”的最小电平的情况下，也能够有效地消除低频噪声分量。于是在人为偏移值变大时，就能够减小传感器输出的校正数据S’中的低频噪声分量的不利影响。因此，能够恰当地保持检测电路的检测精度。当人为偏移值两倍于检测对象信号“sig”的信号值(即本实施例中的电压值)时，就能够把最后得到的校正数据S’中的低频噪声分量的不利影响抑制到实际可接收的程度。
当人为偏移值等于或大于检测对象信号“sig”最大信号值的10倍时，就能够确保消除校正数据S’中的低频噪声分量的不利影响。能够极大地提高检测电路的检测精度。还有，当人为偏移值等于或大于待消除噪声“e”的大小时，能够把最后得到的校正数据S’中的低频噪声分量的不利影响抑制到实际可接收的程度。信号放大电路中的偏置电压因老化而发生变化。在这点上，这种偏置电压也是一种额外的低频噪声。显然，应用上述噪声消除方法，能够消除这种低频噪声。
当检测对象信号“sig”和待消除噪声都在同一频带内时，普通滤波器不能用来提高S/N比值。但是，本发明的校正处理使用大于对象信号“sig”的人为偏移值，确保了噪声分量的消除。获得了显著效果。
如上所述，人为偏移值的测量操作和总和信号(即检测对象信号“sig”和人为偏移值之和)的测量操作可按照比低频噪声“e”的频率小得多的时间间隔“ti”执行。例如，可顺序地执行这两种测量操作。或者，可把测量操作的时间间隔设定为比待消除噪声的频率小得多的值。在这种情况下，即使当检测对象信号“sig”中的噪声(即低频噪声)周期性地发生变化时，被测人为偏移值“a”和被测信号值“b”每一个都包含相同的低频噪声分量。于是，能够防止校正数据S’(＝a’/b’)因低频噪声的起伏而发生变化。在该校正数据S’的基础上可有效地消除低频噪声。尤其是，当上述测量操作之间的间隔等于或小于待消除噪声周期的1/10时，能够确保把测人为偏移值“a”和被测信号值“b”每一个中的低频噪声的电平抑制到预定电平。这样就能够保证消除低频噪声分量。
例如，可按以下方式从检测对象信号“sig”中消除噪声分量。首先，在检测对象信号“sig”等于标准值(例如0或接近0的固定值)时测量偏移噪声值。紧接在测量偏移噪声值之后，测量检测对象信号“sig”的值。然后通过从被测值中减去上述偏移噪声值来执行纠错。但是，在实际检测电路中，准备上述标准值作为精确值是非常困难的。因此在检测对象信号“sig”变成等于标准值时精确地测量偏移噪声值是非常困难的。这样就不能获得令人满意的结果作为噪声消除效果。需要一信号源来产生标准值，还需要一装置来有选择地使该信号源有效。某些待检测对象可能需要额外的致动器或机械开关。这样就不能实现成本的降低和小型化。在这一点上不能采用上述噪声消除方法。相反地，本发明一实施例的噪声消除方法没有这样的问题。所以本发明实际上是非常有效的。
尤其是，使用CMOS元件的模拟检测电路受到源自1/f噪声的内部噪声(即低频噪声)的影响。为了抑制检测对象信号“sig”中的噪声电平，通常增大电路面积(即芯片面积)来抑制1/f噪声。但是，所实现的噪声减小的程度因成本和尺寸的限制还不够充分。相反地，本发明实施例的噪声消除方法可应用于消除源自1/f噪声的低频噪声。当把本发明应用于CMOS检测电路时，检测精度可得到提高。因此可容易地把本发明应用于CMOS数字电路。这将极大地提高检测电路的灵活性。此外，当检测电路采用与CMOS数字电路结合在一起的本发明的方法时，结合精细工艺技术就能够容易地减小整个电路装置的尺寸。这对于成本的降低和尺寸的减小是非常有利的。
本发明实施例的噪声消除方法理论上可应用于模拟信号处理和数字信号处理器。但是，在实际的模拟信号处理中，输入信号电平的有效范围变窄了相应于人为偏移值的电压值。当模拟信号处理电路使用5V的电源电压时，有效信号范围是0至5V。但是，人为偏移值可被设定为等于检测对象信号“sig”最大值10倍的值。在这种情况下，有效信号范围被限制成为0至0.45V的非常窄的范围。因此最好将本发明应用于数字信号处理。
以下描述数字信号处理的一实例。首先，由公式(3)和(5)显然可见，当理想比值S趋于1时，可增强S/N比值改善效果。就是说，当人为偏移值(被测人为偏移值“a”)大于检测对象信号“sig”的电平(最大变化宽度)时，可增强S/N比值改善效果。此外，当人为偏移值大于噪声“e”的振幅时，可增强S/N比值改善效果。
于是最好尽可能增大人为偏移值。为此，需满足的条件之一是作为测量装置的A/D变换电路要具有足够高的分辨率和宽的测量范围。就是说，数字信号处理所需的A/D变换电路的功能是即使在信号有效范围很小时也能利用所需的位数执行A/D变换，以及所执行的A/D变换能覆盖被设定成为比该信号有效范围大得多的人为偏移值的范围。
例如，在A/D变换电路中，当设定信号检测分辨率为一般的10位程度时，将需要14或14位以上的动态范围。满足这些要求的A/D变换器是例如∑Δ调制型的A/D变换器(∑Δ模数变换器)。在这种变换器中，必须顺序地保持过去的数据。这就难于迅速地切换被测人为偏移值“a”的测量操作和被测信号值“b”的测量操作。为解决这一问题，可以使用两个串联∑Δ调制型的A/D变换器。但是，在这种结构中，必须共用前级放大器。需要复杂的控制来保持上述数据。此外，电路尺寸加倍。难于降低成本。
为解决上述问题，最好采用在对应于欧洲专利561331的美国专利5,396,247中公开的A/D变换电路(以下称为检测器A/D变换电路)。图4用图形表示该检测器A/D变换电路的变换特性。在图4中，相应于人为偏移值的输入电压是2V(sig＝0的时刻)，检测对象信号“sig”的变化范围(0至sigm)是100mV，它等于普通检测(元件)电路、例如压电-电阻桥电路的最大输出电压。由于上述检测器A/D变换电路具有等于10lV的非常高的电压分辨率，所以指够把检测对象信号“sig”的分量分成总共10，000个部分(在分辨率上等于14位)。与此同时，可把人为偏移值的分量分成总共100,000个部分(在分辨率上等于17位)。此外，检测器A/D变换电路不需要保持过去数据。因此，检测器A/D变换电路能够容易和迅速地切换多个输入信号的测量操作。此外，检测器A/D变换电路还能够完全用数字电路来实现。这在减小成本和小型化方面是有利的。
图5是表示使用上述检测器A/D变换电路来消除噪声的信号处理电路的简要结构的方框图。图5所示的信号处理电路是等价于在后面描述的图6所示CMOS检测电路中的栈式存储器12和校正电路14的数字计算电路。在图5的结构中，模拟开关执行预定切换操作，有选择地输入具有对应于人为偏移值的电压值的输入信号和具有对应于检测对象信号“sig”和人为偏移值之和的电压值的输入信号。选择的信号被检测A/D变换电路变换为数字数据。利用这样的A/D变换操作，就得到了各包含噪声“e”(包含直流噪声分量)的被测人为偏移值a’和被测信号值b’。这两个被测值a’和b’都传送给后级数字计算电路并存储在相应的寄存器中。该数字计算电路包括执行校正计算以获得校正数据S’(＝b’/a’)的除法器。根据该校正数据S’执行消除噪声分量的信号处理。利用一般的电路、例如微计算机就可实现上述数字计算。此外，还可以利用在检测A/D变换电路芯片上形成的专用数字计算电路。
以下描述本发明一实例。图6至8合起来表示本发明一最佳实施例的起半导体压力检测设备作用的CMOS检测电路。
如图6的总体电路结构所示，该半导体压力检测设备包括检测压力的检测部分1和由CMOS IC芯片组成的、对检测部分1的输出进行处理的信号处理部分2。检测部分1和信号处理部分2分别在不同的半导体芯片上形成。但是，如果能获得更好的结果，也可以将检测部分1和信号处理部分2集成在同一芯片上。
检测部分1由具有大的压电-电阻系数的半导体芯片(例如硅单晶)构成。检测部分1包括压力检测桥电路3和温度检测桥电路4。压力检测桥电路3检测施加给本电路的压力。温度检测桥电路4检测压力检测桥电路3的温度。
具体来说，压力检测桥电路3包括总共4个在半导体芯片的膜层上形成的、以全桥连接形式排列的扩散电阻元件Rd1、Rd2、Rd3和Rd4。各电阻元件Rd1、Rd2、Rd3和Rd4的电阻值随施加的压力发生变化。在图6中，向上箭头表示电阻值随施加的压力而增大。向下箭头表示电阻值随施加的压力而减小。压力检测桥电路3输入端P1接受来自恒定电压电源端子+Vcc的恒定电压。压力检测桥电路3的另一输入端P2接地。
于是，压力检测桥电路3的一个输出端Q1(即电阻元件Rd1和Rd2的接点)的电位正比于施加的压力而增大。而压力检测桥电路3的另一个输出端Q2(即电阻元件Rd3和Rd4的接点)的电位正比于施加的压力而减小。这样就能够在两输出端Q1和Q2之间检测到其电压电平相应于施加的压力的检测信号Sd。该检测信号Sd随压力检测桥电路3的温度发生变化。温度检测桥电路4产生消除这种温度漂移分量所需的数据。
温度检测桥电路4包括总共4个以全桥连接形式排列的电阻元件Rt1、Rt2以及Rc1和Rc2。电阻元件Rt1和Rt2各由具有约1,500至1,700ppm/℃温度系数的扩散电阻构成。电阻元件Rc1和Rc2各由非敏感材料、例如CrSi构成，这种材料的温度系数约为0。温度检测桥电路4的输入端P3接受来自恒定电压电源端子+Vcc的恒定电压。温度检测桥电路4的另一输入端P4接地。
于是，温度检测桥电路4的一个输出端Q3(即电阻元件Rt1和Rc1的接点)的电位正比于检测的温度而增大。而温度检测桥电路4的另一个输出端Q4(即电阻元件Rt2和Rc2的接点)的电位正比于检测的温度而减小。这样就能够在两输出端Q3和Q4之间检测到其电压电平相应于压力检测桥电路3的温度的温度信号St。
信号处理部分2包括以下在半导体芯片上形成的电路元件。
基准电压产生电路5包括串接在恒定电压电源端子+Vcc和接地端子之间的扩散电阻元件Ra1和Ra2。电阻元件Ra1和Ra2具有相同的温度系数。基准电压产生电路5的输出端Q5(即电阻元件Ra1和Ra2的接点)输出基准信号Sa，不管作用在压力检测桥电路3上的压力和压力检测桥电路3的温度如何，该基准信号Sa都具有恒定的电压电平。可以在检测部分1的半导体芯片上形成基准电压产生电路5。
模拟多路复用器6响应来自控制单元7的选择信号，有选择地输出从压力检测桥电路3获得的检测信号Sd、从温度检测桥电路4获得的温度信号St和从基准电压产生电路5获得的基准信号Sa。
起输入电路作用的高输入阻抗差分放大电路8包括两个MOSFET输入型运算放大器8a和8b以及3个电阻8c、8d和8e。差分放大电路8放大模拟多路复用器6顺序输出的输出信号，并将放大的信号传送给起测量装置作用的A/D变换电路9。差分放大电路8与独立设置的电路元件一恒定电压电源8f和电阻8g相关联。恒定电压电源8f起信号产生装置的作用，把上述人为偏移值与差分放大电路8的放大输出电压相加。
从差分放大电路8获得的放大检测信号Sd和放大温度信号St在本发明中称为检测对象信号。从差分放大电路获得的放大基准信号Sa具有恒定电压电平。当放大基准信号Sa与上述人为偏移值相加时，合成的信号就称为真人为偏移值。如上所述，当人为偏移值等于或大于检测对象信号的两倍时，就能够显著地减小噪声。例如，当人为偏移值是检测对象信号最大值的10倍时，能够消除约90％的噪声分量。差分放大电路8的电功率由恒定电压电源端子+Vcc提供。
A/D变换电路9包括环形逻辑门延迟电路10、循环频率计数器11和栈式存储器12。环形逻辑门延迟电路10-它基本上类似于美国专利5,396,247(对应于欧洲专利561,331 B1)所公开的A/D变换电路-包括“与非”门电路10a和环形连接的偶数个反相器10b。“与非”门电路10a和每一个反相器10b(共同构成一反相电路)具有随电源电压发生变化的反相操作时间。环形逻辑门延迟电路10此后称作RGD。循环频率计数器11计算RGD10中的脉冲信号的循环频率(即整个循环的次数)。栈式存储器12把循环频率计数器11的计数值作为较高位和把每一反相器10b的输出作为较低位进行存储。
A/D变换电路9按以下方式操作。图7表示施加给RGD 10中的“与非”门10a的脉冲信号PA。“与非”门10a和每一个反相器10b根据电源电压顺序地开始反相操作。信号循环操作在脉冲信号PA高电平期间连续地执行。在此期间，栈式存储器12接收表示该脉冲信号循环频率的实时二进制信号。图7B每一脉冲信号PB的产生将锁存栈式存储器12。脉冲信号PB被用来获得预定取样周期Δt(例如等于或小于100微秒)。在栈式存储器12各锁存数据差值的基础上，把或得的二进制数据作为表示施加给反相器10b的电源电压的值。
在这种情况下，电源电压从差分放大电路8施加给RGD 10中的“与非”门10a和每一个反相器10b。于是，A/D变换电路9就把差分放大电路8的输出信号变换为数字数据。换句话说，有选择地从模拟多路复用器6输出的检测信号Sd、温度信号St和基准信号Sa被变换为数字数据。恒定电压电源8f给检测信号Sd、温度信号St和基准信号Sa的每一个放大电压都加上相同的人为偏移值。
A/D变换电路9产生的数字数据可按如下方式归类压力信息D表示对应于检测信号Sd的数字数据；温度信息T表示对应于温度信号St的数字数据；以及基准信息A表示表示对应于基准信号Sa数字数据。
基准信息A相应于通过把恒定人为偏移值与具有预定电压电平的放大基准信号Sa相加而获得的信号的被测电压电平。换句话说，基准信息A相应于上述被测人为偏移值“a”。压力信息D和温度信息T相应于通过把上述人为偏移值分别与两种检测对象信号的每一种、即放大检测信号Sd和放大温度信号St相加而获得的信号的被测电压电平。换句话说，压力信息D和温度信息T相应于上述被测信号值“b”。
压力信息D可根据施加于压力检测桥电路3的电压用以下公式(1)来表示D＝{(ct+d)×P+kt+f}×β(t) (1)其中“t”表示压力检测桥电路3的温度，“c”表示压力检测桥电路3灵敏度方面的温度系数，“d”表示压力检测桥电路3的室温灵敏度，“k”表示被测压力值的偏移的温度系数，“f”表示被测压力值的室温偏移值。
此外，β(t)是与差分放大电路8的温度特性和RGD 10的延迟时间的温度特性无关的非线性项。换句话说，β(t)是造成压力检测精度下降的因素。
为从公式(1)求解“P”，需获得“t”和消掉β(t)。为此，从温度检测桥电路4获得温度信息T，从基准电压产生电路5获得基准信息A。
下式(2)表示压力检测桥电路3的温度信息T和温度“t”之间的关系。
T＝(rt+q)×β(t)(2)其中“r”表示被测温度值的温度系数，“q”表示被测温度值的室温偏移值。
为获得基准信息A，差分放大电路8放大基准信号Sa，A/D变换电路9把放大的信号变换为数字数据。基准信号Sa不管施加在压力检测桥电路3上的压力和压力检测桥电路3的温度如何，都具有恒定电压电平。于是，有下式(3)。
A×β(t) (3)为了从上式(2)和(3)求解“P”，可如下式(4)所示地删除非线性项β(t)。
P＝{(T/A-q)×(-k/r)+D/A-f}/{(T/A-q)×c/r+d}(4)EPPROM 13存储计算公式(4)定义的压力“P”所需的系数值“r”、“q”、“c”、“d”、“k”和“f”。
如上所述，A相应于被测人为偏移值“a”，而D和T相应于被测信号值“b”。公式(4)包含这些数据的比值，即T/A和D/A。在每一个比值中，人为偏移值被包括在分子和分母中。于是，由上述原理显然可见，能够减小含有直流噪声分量的低频噪声分量。在实际的电路中，这种低频噪声的电压电平从几微伏到几十微伏。A/D变换电路的分辨率从几微伏到10微伏。它们都在微伏的数量级上。当频率不大于10Hz时，低频噪声包含(1/f)n的噪声分量，这里n≥1。
起数据计算电路作用的校正电路14在控制单元7传送的命令的控制下，除参看从EPROM 13读出的系数值(r，q，c，d，k，f)外，还参看从栈式存储器12读出的压力信息D、温度信息T和基准信息A执行获得公式(4)定义的压力P的计算。校正电路14的计算结果通过I/O方框15作为表示检测部分1的被测压力的压力数据进行输出。
图8是表示根据第一实施例在控制单元7中执行的控制步骤的流程图。
首先，在步骤S1，控制单元7把第一选择信号传送给模拟多路复用器6。响应该第一选择信号，多路复用器6选择来自压力检测桥电路3的检测信号Sd。差分放大电路8放大该检测信号Sd，产生相应于被放大的检测信号Sd的电压信号。该电压信号包括人为偏移值，将作为要在A/D变换电路9中被处理的第一信号。就是说，该第一信号提供给A/D变换电路9中的RGD 10。
然后，在步骤S2，控制单元7执行把脉冲信号PA和PB输出给A/D变换电路9的控制例程。具体来说，在步骤S2，控制单元7如图7所示在从t1到t2的时间期间内产生脉冲信号PA。在时刻t1之后，控制单元7如图7所示产生到时刻t2为止出现4次的脉冲信号PB。
由于产生了脉冲信号PA和PB，在脉冲信号PA的持续时间内，第一信号在RGD 10内连续地循环。脉冲信号PB的每次出现将锁存栈式存储器12。控制单元7获得锁存数据之间的差值，即第三次出现时的锁存数据和第四次出现时的锁存数据之间的差值。然后，控制单元7获得表示与来自差分放大电路8的第一信号(即被放大的检测信号Sd)无关的压力信息D的数字数据。
然后，在步骤S3，控制单元7把第二选择信号传送给模拟多路复用器6。响应该第二选择信号，多路复用器6选择基准电压产生电路5所提供的基准信号Sa。差分放大电路8放大基准信号Sa，产生相应于被放大的基准信号Sa的电压信号。该电压信号包含人为偏移值，作为将要在A/D变换电路9中被处理的第二信号。就是说，该第二信号施加给A/D变换电路9中的RGD 10。
此后，在步骤S4中，控制单元7执行输出脉冲信号PA和PB的控制例程。具体来说，在步骤S4中，控制单元7如图7所示在从t3到t4的时间内产生脉冲信号PA。在时刻t3之后，控制单元7如图7所示产生到时刻t4为止出现若干次的脉冲信号PB。
由于产生了脉冲信号PA和PB，第二信号在脉冲信号PA持续期间内连续地循环。脉冲信号PB的每次出现将锁存栈式存储器12。控制单元7获得锁存数据之间的差值。然后，控制单元7获得表示与差分放大电路8所提供的第二信号(即被放大的基准信号Sa)无关的基准信息A的数字数据。
然后，在步骤S5，控制单元7把第三选择信号传送给模拟多路复用器6。响应该第三选择信号，多路复用器6选择温度检测桥电路4所提供的温度信号St。差分放大电路8放大温度信号St，产生相应于被放大的温度信号St的电压信号。该电压信号包含人为偏移值，作为将要在A/D变换电路9中被处理的第三信号。就是说，该第三信号施加给A/D变换电路9中的RGD 10。
此后，在步骤S6中，控制单元7执行输出脉冲信号PA和PB的控制例程。具体来说，在步骤S6中，控制单元7如图7所示在从t5到t6的时间内产生脉冲信号PA。在时刻t5之后，控制单元7如图7所示产生到时刻t6为止出现若干次的脉冲信号PB。
由于产生了脉冲信号PA和PB，第三信号在脉冲信号PA持续期间内连续地循环。脉冲信号PB的每次出现将锁存栈式存储器12。控制单元7获得锁存数据之间的差值。然后，控制单元7获得表示与差分放大电路8所提供的第三信号(即被放大的温度信号St)无关的温度信息T的数字数据。
然后，在步骤S7，控制单元7为校正电路14产生计算命令。在该计算命令的控制下，校正电路14除参看从EPROM 13读出的系数值(r，q，c，d，k，f)外，还参看从栈式存储器12读出的温度信息T和基准信息A，执行获得公式(4)定义的压力P的计算。校正电路14的计算结果通过I/O方框15作为表示检测部分1的被测压力的压力数据进行输出。
然后，在步骤S8，控制单元7判断预定时间(即等待时间)是否已到。当步骤S8的判定结果是“否”，控制单元7就重复步骤S8的判断，直到等待时间已到。当步骤S8的判定结果是“是”时，控制流程就返回步骤S1。于是，按照预定时间间隔周期性地执行了步骤S1至S7的处理步骤。
总之，上述第一实施例采用了执行时分处理来顺序地检测检测信号Sd、温度信号St和基准信号Sa的模拟多路复用器6。共用差分放大电路8来放大检测信号Sd、温度信号St和基准信号Sd的各电压电平。恒定电平的人为偏移值与被放大的电压信号相加。A/D变换电路9测量总和电压信号的电压电平，以获得相应于被测信号Sd、St和Sa的数字数据(压力信息D、温度信息T和基准信息A)。
在这种情况下，基准信息A相应于公式(1)中的被测人为偏移值“a(或a’)”。压力信息D和温度信息T相应于公式(1)中的被测信号值“b(或b’)”。于是，当人为偏1值大于检测对象信号(即被放大的检测信号Sd和被放大的温度信号St)的两倍(最好十倍)时，就能够减小噪声分量。能够改善检测输出的S/N比值。图9表示实际的测量结果，该结果示出了通过采用上述方法而获得的S/N比值。
检测信号Sd、温度信号St和基准信号Sa-它们最终都被变换为公式(4)中的压力信息D、温度信息T和基准信息A-全都在包括模拟多路复用器6和差分放大电路8的共用模拟电路和A/D变换电路9中被处理。这能够有效地消除由信号传输路径中的电路常数的变化或起伏所造成的各信号的任何漂移分量。电路不会受到公式(4)中的T/A和D/A比值所表示的老化的影响。这样就能够消除耐用性方面的退化的任何影响。例如，作用在覆盖半导体芯片的保护膜上的应力将随老化而减小。差分放大电路8中的运算放大器8a和8b的偏置值会因这种老化现象的影响而偏离初始值。同样地，检测电阻对比值会偏离初始值。于是上述方法能够确保在压力检测方面非常长久的检测精度。
为了提高压力检测的精度，通常需要较大面积的差分放大电路8以便获得更高的放大能力。上述实施例共用差分放大电路8来处理检测信号Sd、温度信号St和基准信号Sa。不必设置多个差分放大电路。能够减小电路的总尺寸。
上述实施例使用包含RGD 10的A/D变换电路。变换速度得到极大提高，由此能够大大地减少取样时间。这样就能够在短的时间内迅速计算被测压力值。
此外，在上述实施例中，对两个检测对象信号进行检测。压力信息D和温度信息T是对应于这两个检测对象信号的被测信号值。基准信息A是被测人为偏移值。获得基准信息A的测量操作夹在获得压力信息D和温度信息T的测量操作之间。即按照D→A→T的顺序进行测量。
根据这样的测量顺序，能够减小获得基准信息A的测量操作和获得压力信息D及温度信息T的测量操作之间的时间间隔的平均值。换句话说，能够迅速计算根据公式(4)获得压力P所需的T/A和D/A。这样就使被测值(D，T，A)每一个中所含有的低频噪声彼此相等。于是可以认为公式(4)中T/A和D/A每一个基本上受到低频噪声的相同影响。可有效地从计算结果中消除低频噪声分量(包含直流噪声分量)。压力P的检测精度可得到提高。
不用说，按照T→A→D的顺序进行测量可同样地提高压力P的检测精度。但是，把获得被测人为偏移值(称为ΔA)的测量操作夹在获得被测信号值(称为ΔD和ΔT)的测量操作之间会有困难。在这种情况下，按以下方式确定测量顺序。
考虑到检测精度，测量顺序的确定应将获得被测人为偏移值λa的测量操作和获得对应于对检测精度影响最大的特定检测对象信号的被测信号值(ΔD和ΔT之一)的测量操作之间的时间间隔减至最小。例如，当ΔD重要时，最佳的测量顺序将是ΔA→ΔD→ΔT或ΔT→ΔD→ΔA。这样作的有利之处是可基本上使被测信号值ΔD所包含的低频噪声分量等于被测人为偏移值ΔA所包含的低频噪声分量。于是能够针对对检测精度影响最大的特定检测对象信号增强噪声消除效果。这就能够在整体上提高检测电路的检测精度。
在上述实施例中，图8所示的控制例程包括总共三个输出脉冲信号PA和PB的步骤(S2，S4，和S6)。在这些步骤(S2，S4，和S6)的每一个中，根据锁存数据的差值从栈式存储器12中获得数字数据。这样就能够使系统可获得平均数字数据(压力信息D，基准信息A，和温度信息T)。在这种情况下，能够减小低频噪声分量和高频噪声分量。以下将参看图10和11说明减小高频噪声分量的原理。
根据图10所示的例子，重复执行获得包含噪声分量“e”的被测人为偏移值a’的测量操作(即对于a’连着执行3次测量操作)。然后，重复执行获得包含噪声分量“e”的被测信号值b’的测量操作(即对于b’连着执行3次测量操作)。被测值a’和b’之间的顺序可以颠倒。在这种情况下，相应被测值a’和b’的测量操作之间的时间间隔“ti”相当大。但是，由于低频噪声电平缓慢地发生变化，可以认为同一测量对象的测量数据中的低频噪声分量基本上彼此相等。于是，通过应用上述噪声消除方法，就可有效地消除低频噪声。
与此同时，在利用这样的连续测量操作获得的多个取样数据的基础上，求出被测人为偏移值a’的平均值和被测信号值b’的平均值。用该典型(平均)测量值来消除噪声。这样做的好处在于由于平均测量值的多个取样数据所获得的积分效果，高频噪声分量可以和低频噪声分量一道被消除。通过增大取样数据的总数、即通过增大对同一检测对象的测量操作的重复次数，能够增强消除高频噪声分量的效果。如上所述，获得被测人为偏移值的重复测量操作和获得被测信号值的测量操作最好就按照这样的次序或相反的次序顺序地执行。这样做的好处在于只需执行一次两个测量对象之间的切换操作。在获得压力信息D、基准信息A和温度信息T的情况下，只需执行两次切换操作。切换操作简单。
根据图11所示的例子，获得包含噪声分量“e”的被测人为偏移值a’的测量操作和获得包含噪声分量“e”的被测信号值b’的测量操作按照这样的次序或相反的次序作为被重复执行的周期(即3次连续的测量操作)顺序地执行。在利用这样的连续测量周期获得的多个取样数据的基础上，求出被测人为偏移值a’的平均值和被测信号值b’的平均值。用该典型(平均)测量值来消除噪声。这样做的好处在于由于平均测量值的多个取样数据所获得的积分效果，高频噪声分量可以和低频噪声分量一道被消除。尤其是，根据这一例子，获得被测人为偏移值a’的测量操作和获得被测信号值b’的测量操作被作为一个整体来执行。这样做的好处在于能够减小值a’和b’的测量操作之间的时间间隔。这样就能够使测量值a’中的低频噪声基本上与测量值b’中的低频噪声一样。于是，通过采用上述噪声消除方法，能够令人满意地消除低频噪声。
本发明不限于上述实施例，可按照以下方式加以改进。
在上述实施例中，检测对象信号的信号值是电压电平。于是把人为偏移值设定为电压值。但是，当检测对象信号具有不同的特性时，信号值也将不同。例如，本发明可应用于其中的检测对象信号的信号值用时间信息(脉冲周期或频率)来表示的检测电路。在这种情况下，人为偏移值将被设定为大于该时间信息的时间值。这种检测电路的一个例子是包括其电容随检测对象物理量发生变化的换能器的装置。该换能器的电容变化因CR振荡器的CR时间常数的变化、即振荡频率的变化而可被检测到。通过使用恒定周期的时钟信号就可获得人为偏移值(时间值)。利用脉冲相位差编码电路——这种电路的一个例子见美国专利5,128,624(相应欧洲专利是439,178 B1)——可把人为偏移时间变换为数字值。按照与上述实施例相同的方式对数字数据进行数字处理，就能够消除噪声。
此外，本发明的噪声消除方法还可应用于根据变换自表示检测对象物理量的电容变化的电压信号执行测量操作的检测电路。检测精度可得到提高。图12表示检测动量的电容型半导体传感器的一个例子(例如见日本未审查专利9-211022)。在图12中，电容器Cs的电容可随角速度发生变化。电源E通过切换开关SW把初始偏压Vbi施加给电容器Cs，以便在该电容器Cs上保持恒定电荷量。在切换开关SW一经与电源E连接之后，切换开关SW就切换至峰值保持电路PHC和最小值保持电路BHC，它们都具有高的输入阻抗。在这种情况下，当电容器Cs的电容随角速度在最小值到最大值之间变化时，就在峰值保持电路PHC和最小值保持电路BHC之间获得电压信号Sx。于是用该电压信号Sx代替图6的检测信号Sd，就能够把图6所示的检测电路该成角速度传感器(即首摇率传感器)。不用说，当电容器Cs的电容随压力或加速度发生变化时，图6的检测电路就可用作压力传感器或加速度传感器。
除压力、加速度和角速度外，本发明还可应用于检测其它物理量、例如力矩、速度、磁通量、湿度、流率和浓度的检测电路。此外，用在图6所示压力检测桥电路3中起检测对象信号产生源作用的压电-电阻元件可用其它元件、例如霍尔元件或MRE(磁致电阻元件)来代替。还有，可灵活地修改A/D变换电路9中的RGD 10的详细电路结构。
一般来说，MOS晶体管受到低频噪声的影响。同样地，虽然由低频噪声造成的不利影响的程度不同，但双极晶体管和复合晶体管(HBT，HEMT等)也受到低频噪声的影响。因此，本发明的噪声消除或校正处理可有效地应用于几乎所有晶体管和各种电路。
在上述实施例中，产生人为偏移值的电路是被作为与A/D变换电路连接的前级模拟电路而设置的。但是，可以直接把人为偏移值作为数字数据提供给A/D变换电路的输出端。
图13是表示用来消除噪声的另一信号处理电路的简要结构的方框图。模拟开关执行预定切换操作，以便有选择地输入具有相应于检测对象信号“sig”和噪声分量“e”之和的电压值的输入信号和具有相应于基准对象信号“rf”和噪声分量“e”之和的电压值的输入信号。选定的信号被A/D变换电路变换为数字数据Dsig或Dr。A/D变换数据(即数字数据Dsig和Dr)传送给加法器。
设定人为偏移值为数字数据Dos。加法器把人为偏移数据Dos与数字数据Dsig相加，产生被测信号值b”(b”＝Dsig+Dos)。同样地，加法器把人为偏移数据Dos与数字数据Dr相加，产生被测人为偏移值a”(a”＝Dr+Dos)。在求和人为偏移数据Dos之后执行的信号处理与上述实施例中所描述的相同。就是说，被测人为偏移值a”和被测信号值b”被存储在相应寄存器中。除法器产生校正数据(＝b”/a”)。
根据这一方法，能够使A/D变换电路的动态范围与检测对象信号“sig”和基准对象值“rf”的相应变化范围一致。这样就能够降低对A/D变换电路性能的要求。
检测对象信号“sig”的A/D变换值Dsig和基准对象值“rf”的A/D变换值Dr用以下公式来定义Dsig＝Dtrsig+DeDr＝Dtrr+De其中Dtrsig表示相应于真检测对象信号的A/D变换数据，Dtrr表示相应于真基准对象值的A/D变换数据，De表示相应于噪声“e”的A/D变换数据。
基准对象值可利用图6所示基准电压产生电路5来设定。在这种情况下，通过恰当地设定电阻元件Ra1和Ra2就能够容易地完成基准对象值“rf”的设定。
例如，现假定恒定电压电源8f无输出。换句话说，恒定电压电源8f没有起产生人为偏移值的信号产生装置的作用。在本实施例中把人为偏移数据Dos与A/D变换数据相加。
首先，可以把基准对象值“rf”设定成等于检测对象信号sig＝0。一般来说，当检测对象信号“sig”是0时，检测全桥电路3的检测输出Sd也是0。于是，把基准信号产生电路5的输出电压Sa接地(即Sa＝0V)，就可以使A/D变换电路的输入电压等于0(Sa＝0V＝Sd)。为此，最好把电阻元件Ra1和Ra2的电阻值设定为合适的值(例如Ra1＝100kΩ，Ra2＝0Ω)。
其次，可以把基准对象值“rf”设定成等于检测对象值“sig”最大值的50％。在这种情况下，使基准对象值“rf”等于桥电路电源电压Vcc的1/2。为此，使电阻元件Ra1和Ra2的电阻值相等(例如Ra1＝Ra2＝100kΩ)。这样一来，通过调整电阻元件Ra1和Ra2的电阻值就可任意地设定基准对象值“rf”。
本发明的噪声消除方法在理论上可应用于模拟信号处理和数字信号处理。尤其是，由于数字电路对热噪声或电磁噪声不敏感，所以本发明可有效地应用于数字处理。
数字电路可利用低成本的能够在信号处理方面以较高的S/N比值保持信息的标准CMOS元件来制造。
一旦如图14A所示加倍人为偏移值“a”(即a×2)，则校正结果S随检测对象信号“sig”的变化而发生变化的变化量就降为一半的值。这可被看作是灵敏度的降低。但是，在数字信号处理方面，其信息量主要依赖于信号的有效数位。换句话说，通过保证所需的数位(即位数)就能够防止灵敏度降低。
如图14B所示，在sig＝100，e＝100和a＝1,000的情况下，信号“sig”的有效位数是3。因此，校正结果S的有效位是第一至第三个十进制位置的3个数位。当把上述人为偏移值“a”增大10倍(即a＝10,000)时，信号“sig”的有效数位保持不变(即3)。这样一来，校正结果S的有效位变成第一至第四个十进制位置的4个数位。在这种情况下，噪声减小效果比上述情形增大了10倍(同时差错率εr降低为1/10的程度)。当进一步增大人为偏移值时，虽然可获得的效果主要受到信号“sig”有效位数的限制，但噪声减小效果也相应地增大。
鉴于以上所述，最好增大信号“sig”的有效数位(即A/D变换的位数)来增强低频噪声消除效果和提高精度。例如，即使在人为偏移值“a”都一样(例如如图14B中的o所示a＝100,000)时，不同校正结果S的精度随信号“sig”的有效位数发生变化。因此，最好确定最佳位数来消除无用处理。不用说，把相应于有效数位的校正结果S作为传感器输出(即传感器输出信号)。
不违背本发明本质特点的精髓可以以若干种形式实施本发明。由于发明的范围是由所附的权利要求书而不是由说明书来确定的，所以在此所描述的各实施例只是说明性的而不是限制性的。因此落在权利要求书的边界之内的所有改进都被权利要求书所覆盖。
权利要求
1.消除具有正比于1/f和(1/f)n的噪声分量的低频噪声的低频噪声消除方法，这里的“f”表示噪声频率，n≥1，该方法可应用于具有用来变换检测对象信号的信号值的A/D变换装置的检测电路，其特征在于包括以下步骤预先设定一人为偏移值，所述人为偏移值大于所述检测对象信号；利用所述A/D变换装置把所述人为偏移值变换为数字数据，以获得表示所述人为偏移值的大小的人为偏移数据；利用所述A/D变换装置把所述检测对象信号和所述人为偏移值之和变换为数字数据，以获得表示所述检测对象信号的大小和所述人为偏移值的大小之和的检测信号数据；求所述检测信号数据与所述人为偏移数据的比值；以及把所述比值作为减小传感器输出中的低频噪声的噪声减小信号数据(校正数据)。
2.权利要求1的低频噪声消除方法，其特征在于相应于所述比值的有效数位的信息被用作所述噪声减小数据(校正数据)。
3.可应用于具有对检测对象信号(sig)的信号值进行测量的测量装置的检测电路的噪声消除方法，其特征在于包括以下步骤预先设定一人为偏移值，所述人为偏移值大于所述检测对象信号；利用所述测量装置测量所述人为偏移值，以获得表示所述人为偏移值的大小的被测人为偏移值(a，a’)；利用所述测量装置测量所述检测对象信号和所述人为偏移值之和，以获得表示所述检测对象信号的大小和所述人为偏移值的大小之和的被测信号值(b，b’)；求所述被测信号值与所述被测人为偏移值的比值(S＝b/a，S’＝b’/a’)；以及把所述比值作为减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。
4.权利要求3的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于用所述测量装置获得所述被测人为偏移值的测量操作和用所述测量装置获得所述被测信号值的测量操作顺序地执行。
5.权利要求3的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于的所述测量装置获得所述被测人为偏移值的测量操作和所述测量装置获得所述被测信号值的测量操作按照比待消除噪声的周期短得多的时间间隔(ti)来执行。
6.权利要求3的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于的所述测量装置获得所述被测人为偏移值的测量操作和所述测量装置获得所述被测信号值的测量操作按照等于或小于待消除噪声的周期的1/10的时间间隔(ti)来执行。
7.权利要求3至6任一个所述的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于所述测量装置获得所述被测人为偏移值的测量操作重复地执行，以获得所述被测人为偏移值的多个样值，所述测量装置获得所述被测信号值的测量操作重复地执行，以获得所述被测信号值的多个样值，计算所述被测人为偏移值的所述多个样值的平均值和所述被测信号值的所述多个样值的平均值，求所述被测信号值的平均值与所述被测人为偏移值的平均值的平均比值，以及把所述平均比值作为减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。
8.权利要求7的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于所述测量装置获得所述被测人为偏移值的重复测量操作和所述测量装置获得所述被测信号值的重复测量操作按本次序或按相反次序顺序地执行。
9.权利要求3至6任一个所述的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于所述测量装置获得所述被测人为偏移值的测量操作和所述测量装置获得所述被测信号值的测量操作按本次序或按相反次序作为要被重复执行的周期顺序地执行，计算所述被测人为偏移值的所述多个样值的平均值和所述被测信号值的所述多个样值的平均值，求所述被测信号值的平均值与所述被测人为偏移值的平均值的平均比值，以及把所述平均比值作为减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。
10.权利要求3至9任一个所述的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于所述人为偏移值大于所述检测对象信号信号值的两倍。
11.权利要求3至9任一个所述的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于所述人为偏移值最好等于或大于所述检测对象信号信号值的最大值的10倍。
12.权利要求3至9任一个所述的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于所述人为偏移值最好等于或大于待消除噪声的大小。
13.权利要求3至12任一个所述的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于所述人为偏移值利用独立于所述检测对象信号的输入电路设置的信号产生装置来产生。
14.权利要求3至13任一个所述的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于所述测量装置负责测量多个检测对象信号的信号值，以及按预定次序执行产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生对应于所述多个检测对象信号的被测信号值的测量操作，以使产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生各个被测信号值的测量操作之间的时间间隔的平均值为最小。
15.权利要求3至13任一个所述的用于检测电路的噪声消除方法，其特征在于所述测量装置负责测量多个检测对象信号的信号值，以及按预定次序执行产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生对应于所述多个检测对象信号的被测信号值的测量操作，以使产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生对应于对检测精度影响最大的特定检测对象信号的被测信号值的测量操作之间的时间间隔为最小。
16.由CMOS元件组成的CMOS检测电路，包括用来测量检测对象信号的信号值的测量装置(9)，其特征在于设置有产生大于所述检测对象信号的人为偏移值的信号产生装置(8f)所述测量装置(9)测量所述人为偏移值来获得表示所述人为偏移值的大小的被测人为偏移值；所述测量装置(9)测量所述检测对象信号和所述人为偏移值之和来获得表示所述检测对象信号的大小和所述人为偏移值的大小之和的被测信号值；设置有求所述被测信号值与所述被测人为偏移值的比值和把所述比值作为减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据的数据计算电路(14)。
17.权利要求16的CMOS检测电路，其特征在于所述测量装置(9)顺序地执行产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生所述被测信号值的测量操作。
18.权利要求16的CMOS检测电路，其特征在于所述测量装置(9)以比待消除噪声的周期短得多的时间间隔执行产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生所述被测信号值的测量操作。
19.权利要求18的CMOS检测电路，其特征在于所述测量装置(9)以等于或小于待消除噪声的周期的1/10的时间间隔执行产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生所述被测信号值的测量操作。
20.权利要求16至19任一个所述的CMOS检测电路，其特征在于所述测量装置(9)重复地执行产生所述被测人为偏移值的测量操作来获得所述被测人为偏移值的多个样值，重复地执行产生所述被测信号值的测量操作来获得所述被测信号值的多个样值，以及所述数据计算装置(14)计算所述被测人为偏移值的所述多个样值的平均值和所述被测信号值的所述多个样值的平均值，求出所述被测信号值的平均值与所述被测人为偏移值的平均值的平均比值，以及把所述平均比值作为减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。
21.权利要求20的CMOS检测电路，其特征在于所述测量装置(9)按本次序或按相反次序顺序地执行产生所述人为偏移值的重复测量操作和产生所述被测信号值的重复测量操作。
22.权利要求16至19任一个所述的CMOS检测电路，其特征在于在该CMOS检测电路中所述测量装置(9)按本次序或按相反次序把产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生所述被测信号值的测量操作作为要被重复执行的周期顺序地执行，以及所述数据计算电路(14)计算所述被测人为偏移值的多个样值的平均值和所述被测信号值的多个样值的平均值，求出所述被测信号值的平均值与所述被测人为偏移值的平均值的平均比值，以及把所述平均比值作为减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。
23.权利要求16至22任一个所述的CMOS检测电路，其特征在于所述信号产生装置(8f)产生大于所述检测对象信号的信号值的两倍的所述人为偏移值。
24.权利要求16至22任一个所述的CMOS检测电路，其特征在于所述信号产生装置(8f)产生等于或大于所述检测对象信号的信号值的最大值的10倍的所述人为偏移值。
25.权利要求16至22任一个所述的CMOS检测电路，其特征在于所述信号产生装置(8f)产生等于或大于待消除噪声的大小的所述人为偏移值。
26.权利要求16至25任一个所述的CMOS检测电路，其特征在于设置有输入电路(8)来把所述检测对象信号变换为适合于所述测量装置(9)执行的测量操作的形式，以及所述信号产生装置(8f)是独立于所述输入电路(8)设置的。
27.权利要求16至26任一个所述的CMOS检测电路，其特征在于所述测量装置(9)测量多个检测对象信号的信号值，以及按预定次序执行产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生对应于所述多个检测对象信号的被测信号值的测量操作，以使产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生各个被测信号值的测量操作之间的时间间隔的平均值为最小。
28.权利要求16至26任一个所述的CMOS检测电路，其特征在于所述测量装置(9)测量多个检测对象信号的信号值，以及按预定次序执行产生所述被测人为偏移值的测量操作和产生对应于所述多个检测对象信号的被测信号值的测量操作，以使产生所述被测人为偏移值的所述测量操作和产生对应于对检测精度影响最大的特定检测对象信号的被测信号值的测量操作之间的时间间隔为最小。
29.权利要求16至28任一个所述的CMOS检测电路，其特征在于设置有一输入电路(8)，把所述人为偏移值变换为具有表示该人为偏移值的大小的电平的电压信号，和把所述检测对象信号和所述人为偏移值之和变换为具有表示所述检测对象信号和所述人为偏移值之和的大小的电平的电压信号，所述测量装置(9)包括一环形逻辑门延迟电路(10)，所述环形逻辑门延迟电路(10)包括环形连接的多个反相电路(10a，10b，…)，每一个反相电路的反相操作时间随电源电压发生变化，所述电源电压是由所述输入电路(8)产生的各个电压信号，以及所述测量电路(9)起A/D变换电路的作用，在脉冲信号进入所述环形逻辑门延迟电路(10)时，根据脉冲信号循环频率把所述被测人为偏移值以及所述检测对象信号和所述人为偏移值之和变换为相应的数字数据。
30.噪声消除方法，其特征在于包括以下步骤把检测对象信号(sig)变换为数字数据，以获得检测数据(Dsig)；把基准对象值(rf)变换为数字数据，以获得基准对象数据(Dr)；设定大于所述检测数据(Dsig)的人为偏移数据(Dos)；把所述人为偏移9数据(Dos)与所述获得检测数据(Dsig)相加，以获得被测信号值(b”)；把所述人为偏移数据(Dos)与所述基准对象数据(Dr)相加，以获得被测人为偏移值(a”)；以及求所述被测信号值(b”)与所述被测人为偏移值(a”)的比值，把该比值作为减小传感器输出中的噪声的校正数据(S)。
31.权利要求30的噪声消除方法，其特征在于所述基准对象数据(Dr)相当于在所述检测对象信号(sig)基本上为0时所获得的A/D变换值。
32.权利要求30的噪声消除方法，其特征在于所述基准对象数据(Dr)相当于在所述检测对象信号(sig)大体上为其最大值的50％时所获得的A/D变换值。
33.权利要求30的噪声消除方法，其特征在于所述检测数据(Dsig)和所述基准对象数据(Dr)都包含噪声数据(De)。
34.权利要求33的噪声消除方法，其特征在于所述噪声数据(De)是在所述检测对象信号(sig)和所述基准对象值(rf)每一个中的噪声分量(e)的A/D变换值，所述噪声分量(e)等于或大于A/D变换的分辨率。
35.权利要求34的噪声消除方法，其特征在于所述噪声分量(e)和所述MD变换的分辨率都在微伏的量级上。
36.权利要求34的噪声消除方法，其特征在于所述噪声分量(e)是正比于1/f和(1/f)n的频率噪声分量，n≥1，“f”是不高于10Hz的噪声频率。
37.权利要求33的噪声消除方法，其特征在于所述噪声数据(De)是在所述检测对象信号(sig)和所述基准对象值(rf)被使用晶体管的放大电路进行放大时附加给所述检测对象信号(sig)和所述基准对象值(rf)每一个的噪声分量(e)的A/D变换值。
38.权利要求30的噪声消除方法，其特征在于所述人为偏移数据(Dos)大于所述检测数据(Dsig)。
全文摘要
预先设定人为偏移值。该人为偏移值大于检测对象信号“sig”。设置了一测量装置,测量该人为偏移值,以获得表示其大小的被测人为偏移值“a”,以及测量该检测对象信号“sig”和该人为偏移值之和,以获得表示该检测对象信号的大小和该人为偏移值的大小之和的被测信号值“b”。求被测信号值与被测人为偏移值的比值(b/a)。把求得的比值作为减小传感器输出中的噪声的噪声减小数据。
文档编号H03M1/10GK1262432SQ9912632
公开日2000年8月9日 申请日期1999年10月28日 优先权日1999年1月28日
发明者渡边高元, 生田敏雄, 远藤升 申请人:株式会社电装