用于减少放大器中的削波的设备和方法
【专利说明】用于减少放大器中的削波的设备和方法
【背景技术】
[0001] 放大器在电子工程的许多领域中被用来W电路所需的方式增大各种信号的幅度。 例如，音频电子工程采用放大器通过放大音频输入信号而W更高的音量驱动扬声器。放大 器W多种不同类别进行分类，其中一种是D类。D类放大器（有时称作开关放大器）通过对 放大反馈回路中的反馈信号进行数字积分而生成表示所期望的数字输出信号（例如，用于 驱动扬声器的音频输出信号）的可变占空比的方波。开关频率通常被选择为输入信号中的 最高响应频率的十倍或更多倍。
[0002]W该种方式，D类放大器向固定负载（例如，扬声器）输送如由经积分的反馈信号 所调制的恒定变化的电压信号。然而，如果数字积分器由于高电平输入信号或反馈回路失 控而变为饱和，则输出信号将W-般被称作"削波"的方式出现失真。输出削波是一种会导 致D类放大器向输出音频信号引入并不期望看到的噪声或其它失真的问题。
【附图说明】
[0003]通过结合附图参考W下详细描述，权利要求的方面W及许多伴随的优势将由于得 到更好地理解而变得更易于获得认知，在附图中：
[0004] 图1是禪合至扬声器的模拟D类放大器的电路图。
[0005]图2A示出了正常操作的图1的D类放大器的时序图。
[0006]图2B示出了在具有削波的情况下进行操作的图1的D类放大器的时序图。
[0007] 图3是根据本文所描述主题的实施例的具有限幅电路的D类PWM放大器的电路 图。
[000引图4示出了根据本文所描述主题的实施例的利用限幅电路进行操作的图3的D类 放大器的时序图。
[0009]图5是根据本文所描述主题的实施例的包括图3的D类PWM放大器的系统的框图。【具体实施方式】
[0010] 给出W下讨论W使得本领域技术人员能够制造和使用本文所公开的主题。本文所 描述的一般原则可被应用于W上所详述的那些W外的实施例和应用而并不背离该详细描 述的精神和范围。本公开并非意在被局限于所示出的实施例，而是意在使与和本文所公开 或建议的原则和特征相一致的最宽范围相适应。
[0011] 通过概述，本文所公开的主题可W针对于一种用于在输入信号超过高或低的阔值 的情况下对放大器中的放大进行限幅的电路和方法。该样的限幅可W在D类PWM放大器的 反馈回路中实现。在一个实施例中，该电路可W包括被配置为接收模拟音频输入信号的输 入节点。D类放大器包括积分器，其禪合至输入节点并且被配置为在内部节点上生成积分输 入信号W使得禪合至内部节点的比较器能够随后基于与H角波信号的比较而生成用于驱 动放大器输出级的PWM信号。为此，放大器还包括阔值信号生成器，用于基于H角波信号生 成高和低的电压阔值W便被用来接合补偿电路而对整体放大进行限幅。
[0012] 限幅可w利用被配置为在H角波信号超过高或低的阔值时接通的两个补偿电路 来实现。W该种方式，在输入信号可能过于接近高或低的阔值从而可能发生削波时，可W接 合补偿电路来在反馈回路中对导致削波的电流提供电流路径。该样的补偿电路可W是设置 在积分器的反馈回路中的双极结型晶体管。因此，放大器自身的整体带宽并不会由于增加 了意在减少削波的限幅电路而受到影响。W下参考图1-5对该些和其它方面进行描述。
[0013] 图1是D类放大器100的电路图，该D类放大器100具有禪合至扬声器125的输出 节点130。放大器100被配置为在输入节点103接收模拟输入信号并且生成与输入信号相 对应的脉冲宽度调制（PWM)信号W使得输出信号在输出节点130被输出到扬声器125。输 入节点103通常可W是用于来自任意数量的普通可用音频信号生成器（例如，CD驱动器、 DVD驱动器等）的模拟信号的音频输入。在贯穿本公开的示例中，输入音频信号和输出音频 信号的示例将被用来说明图中所示电路的各种工作。
[0014] 因此，模拟音频输入信号103被禪合到高增益运算放大器110(此后称作"积分器 110")的反向输入，该高增益运算放大器110经由电阻器和电容器反馈分支111禪合在负 反馈积分器配置中。积分器110的非反向输入禪合至基准电压Vcw。基准电压Vcw通常是具 有处于放大器电路100的正和负供电电压（未示出）中间的幅度的电压信号。积分器110 具有输出节点130并且输出在输入节点103所接收的音频输入信号的模拟低通滤波版本。
[0015] 比较器105在第一输入节点上接收积分器110的输出信号并且在第二输入节点 上接收高频H角波信号。H角波信号从H角波信号生成器101中生成，其进而从时钟信号 102(来自在图1中并未示出的时钟）中生成。H角波信号生成器101生成具有与时钟信号 102相同周期的H角波信号。H角波信号的峰值幅度通常关于基准电压VcEP对称并且H角 波信号的幅度出于功率噪声抑制的目的而跟随电源的变化。
[0016] 比较器105随后将比较在其每个节点所接收的信号W产生两种决定之一。比较器 105被配置为在第一输入节点表现出比第二输入更高电压的情况下生成第一输出信号，并 且被配置为在第一输入表现出比第二输入更低电压的情况下生成第二输出信号。例如，比 较器105在来自积分器110的输出信号的幅度高于来自H角波生成器101的H角波的幅度 时输出+1逻辑电压，并且在积分器110的输出信号的幅度低于来自H角波生成器101的H 角波的幅度时输出-1逻辑电压。当音频输入信号103的幅度大致等于基准电压Vcw时，贝U 比较器105的输出的占空比为50%，原因在于H角波的幅度在全部比较时间中的大约一半 将高于Vcw而在另一半比较时间低于Vcw。该将导致的是来自比较器105的W脉冲间隔在 高逻辑电压和低逻辑电压之间连续循环的输出信号。也就是说，比较器生成了占空比与经 积分的音频输入信号的瞬时幅度直接成比例的一系列PWM脉冲。
[0017] 比较器105的输出禪合至输出级120的输入，该输出级120包括对互补推挽式输 出级116进行驱动的驱动器/缓冲器电路115 (通常为M0S口限驱动器）。该产生了比较器 的PWM信号的放大副本。放大器电路100可W包括输出滤波器135W去除输出节点130处 的PWM输出信号的高频开关分量。输出级120提供PWM输出信号用于驱动扬声器125。另 夕F，输出音频信号还被用作通过反馈电阻器127至积分器110的反向输入的负反馈回路104 中的反馈信号。参考图2A中所示出的各种信号的时序图，可W更好地理解图1的D类放大 器100的操作。
[0018] 图2A示出了正常操作的图1的D类放大器的时序图。音频输入信号103被示为 具有平滑正弦波。该可W表示整个音频信号中相当小的时间片段。接着，示出了来自H角 波生成器101的高频H角波。随后，能够看到来自比较器105的与音频输入信号和H角波 的特性对齐的PWM输出信号。来自比较器105的输出信号在一系列PWM脉冲中的高逻辑电 压和低逻辑电压之间连续循环，该PWM脉冲的占空比与音频输入信号103的瞬时幅度直接 成比例。当音频输入信号处于其最低幅度时，PWM信号的占空比非常低而具有短脉冲，当音 频输入信号处于其最高幅度时，PWM信号的占空比非常高而具有宽脉冲。
[0019] 当任何放大器被推动W创建具有比放大器电源所能够产生的更高功率的输出信 号时，放大器将在信号简单地在放大器的最大性能处进行"切除"或"削波"之前对信号进行 放大直至其最大性能。超出放大器性能W外的信号部分简单地被切除。该导致了通常为正 弦波形状的模拟音频信号变为失真的方波型波形，而使得正弦波的顶端看上去被截去。随 后描述的图2B示出了该种现象。
[0020] 图2B示出了利用削波进行操作的图1的D类放大器的时序图。输出削