专利名称：估算接收到的数字信号的信噪比的方法
技术领域：
本发明是关于估算由无线电通信接收机所接收到的数字信号的信噪比的一种方法的。
它更多地涉及到估算这样一种信噪比，即在无线电通信系统中通信资源由多种代码共享。
众所周知，在数字型电信系统中许多不同的通信能够被同时地传输。这种同时性传输依赖于不同的代码和/或频率和/或时隙。
在此通过例子来考虑一个电信系统，在此通信系统中多个终端与一个控制站通信，值得注意的是该通信过程利用星载转发装置实现。因此，后者同时地与一组终端通信。正是这种繁多的同时的通信使得依赖于共享代码和/或频率和/或时隙资源成为必然。
在该系统中，这些资源受到卫星上的设备的重传能力的限制。因此必须给每个发射机分配足以满足通信要求的功率，也就是说允许比特误码率总是低于被要求的误码率的功率。为了满足这种要求，它被保证在任何时刻，被接收的信号的信噪比要大于预先给定的值。
由于传播条件可能变化，特别是由于气候条件的变化的结果，因此信噪比的这种测试方法需要连续地被执行。例如，与在晴朗的天气中传输相比，雨天会造成被接收到的信号的大的衰减。还应该指出的是传输条件能够被在多个信号路径上加和减组合产生的抖动而下降，也能够由于当天线正在跟着移动源(卫星)并且障碍物正处在被传输信号的路径上产生的屏蔽而降低。
信噪比的测量的精确性是非常重要的，因为低精确性的测量将导致给每个发射机分配更多的功率，这将会降低通信的能力。另一方面，如果测量是精确的，那么将会给每个发射机分配它所必需的功率，这使得通信资源能够达到最大。
到目前为止，测量信噪比所使用的各种方法提供了相对低的精确性.。
估算提供最佳结果的信噪比的方法是在数字信号的情况下，一方面采用相关法，另一方面采用被接收信号的直接测量的方法。
第一种方法(相关法)是将被接收到的二进制信号与被解码的信号进行相关，然后重新编码。这是因为众所周知，被传输的二进制信号包含了冗余信息，以便允许该信息的鲁棒性传输。例如，一个包含424比特的ATM信元被以848比特传输。解码是将424比特的有用信息抽取出来，而编码是将424比特的有用信息转换成将被传输的848比特。因此，被接收到的二进制信号和编码器中输出的信号具有相同的格式和相同的比特数。
相关法是将被接收到的信号S和编码器中输出的信号X相乘。信噪比
取决于对于N个样本序列测量的乘积Z＝X·S的均值和方差。此时该信噪比是均值的平方与两倍方差的比值。该方法受到解码器的性能的限制。此链路质量低时，解码器提供了错误的结果，此时所提供的测量是不可靠的。因此，仅当信噪比的值是足够大时，被估算的信噪比才具有正确的值。
第二种方法(对被接收到的信号S进行直接的测量)在于确定样本的绝对值|s|和根据样本的绝对值的均值和方差估算信噪比，例如，利用下列公式μ^|S|=1NΣi|Si|-----(1)]]>σ^|S|2=1N-3Σi(|Si|-μ^|S|)2-----(2)]]>γ^=μ^|S|22σ^|S|2---(3)]]>
在这些公式中，
是均值，
是方差，
是信噪比。
由于信噪比取决于绝对值，因此仅当该信噪比具有足够大的值时，这些结果才是令人满意的。这是因为，当仅考虑该绝对值时，负值叠加到正值上，并且如果信噪比接近零，那么该叠加导致原始信号的统计特性的下降，而且均值(1)和方差(2)的估算不再适用于结果信号。
本发明提供了估算噪声的一种方法，当被接收到的信号由一些代码组成时，该方法在很大程度上降低了估算方差。
为达到那个目的，按照本发明，对所有的被接收到的代码估算噪声功率并且确定该噪声的平均值，该均值被用来估算每个代码的信噪比。
本发明来源于观测，因为尽管噪声来自于相同的随机过程，但是对于每个代码所观测到的噪声是不相关的。
如果M是传播因子，或代码数，那么与分别地对每个代码执行噪声估算而不考虑其它的代码这种情况相比，该噪声估算方差被M相除。
此外，即使正在执行估算的接收机没有接收到它所需要的任何信号，噪声功率的估算仍能够被执行。这是因为这种估算方法能够被用来估算其它接收机所需要的已接收代码。
为了估算来自被估算的噪声的信噪比，可以借助已知的估算信号的各种方法。
在调相信号的情况下，特别是在二相或四相调相信号的情况下，本发明根据调相信号的另一个方面的内容，提供了估算信号X2I和X2Q的均值和方差的方法，或者将其看作一个和相同的随机变量时估算信号X2I和X2Q的均值和方差的方法。
本发明提供了一种估算指定代码的已给定的数字信号的噪声功率的方法，该信号与指定不同代码的许多其它数字信号同时地被一个接收机所接收，该信号的特征是对每个被接收到的指定代码的数字信号估算噪声功率，对已给定的信号分配平均噪声功率，该平均噪声功率是被估算的噪声功率的总和与被接收到的代码的总数M的比值。
这些代码例如是正交的。
按照一个实施例，除了用于正在估算的噪声功率的一个数字信号外，至少有若干个同时地被接收的数字信号要传送给接收机。
在这种情况下，噪声功率取决于被接收机所接收到的被指定代码的所有的数字信号，这种估算能够被连续地执行，甚至在传送给接收机的代码不存在的情况下。
本发明也提供了一种估算指定代码的数字信号的信噪比的方法，该信号与指定不同代码的其它数字信号同时地被一个接收机所接收，被用来估算该信噪比的噪声功率就是由前面所描述的噪声功率估算方法所确定的噪声功率。
在这种情况下，被接收到的信号的功率的均值被估算出来。
当数字信号是具有n相的调相信号时，在一个实施例中，这信号的均值和方差的估算根据对信号X2I和X2Q的均值的估算来实现。
在这种情况下，信噪比
能够从下列关系式估算γ^=s24σ2=12μy2-σy2μy-μy2-σy2]]>在此关系式中，S2＝μ2I+μ2Q，μI和μQ是变量XI和XQ的均值，σ2是这些变量的方差，并且μy＝2σ2+s2σy2=4σ4+4σ2s2]]>.
当被接收到的数字信号是具有n相的调相信号时，被看作一个相同的随时变量的变量X2I和X2Q的均值和方差能够被估算出来。
在后面这种情况下，信噪比
能够从下列关系式中确定其中γ^=μ22σ2=12μy2-σy22μy-μy2-σy22]]>μy＝σ2+μ2，σy2=2σ4+4σ2μ2,]]>
μ是变量XI和XQ的共同的均值，σ2是这些变量XI和XQ的方差。
本发明也提供了一种确定被分配给发射机的功率的方法，在该发射机中功率按照某种方式被确定，以便在接收机中，信噪比总是至少等于一个参考值，该参考值的特征是接收机的信噪比是按照前面所描述的方法被估算出来。
本发明也提供了一种将后面的一种用来确定分配给发射机的功率的方法应用到电信系统中的方法，在该电信系统中，发射机和接收机利用星载转发装置来通信。
本发明的其它特征和优点将会出现在若干实施例的描述中，该描述配有相关的图示，其中
图1是本发明所适用的卫星电信系统图，图2是实际已知的代码分割装置图，图3是根据本发明给出的噪声估算原理图，图4和图5是根据本发明给出的该方法的实施例。
与这些图例有关的现在将被描述的例子是关于通信系统的，在该通信系统中，地球的表面被划分成10个区域(图1)，图中只画出了一个区域。在每个区域中，可以找到一个中心控制或连接站20，以及终端或用户组16，18等等。
终端16，18等利用在低速或中速轨道上的卫星14上的转发装置相互进行通信。在本例中，卫星的高度大约是1500km。该卫星14运行在轨道12上运行，该轨道还有其它卫星运行。为了覆盖地球或大部分区域，提供了12个轨道。
当卫星14无法覆盖到区域10的范围时，在下一个卫星上的设备(图中没有显示出来)，例如该卫星也是在相同的轨道12上运行，接替该通信的任务。以下为简单起见，“卫星”这个词有时将被用来指卫星上的设备。
控制和连接站20提供了对终端16，18等之间的通信的管理。特别是它为每个终端分配频率、功率和代码资源。为达到那个目的，控制和连接站20也利用卫星14与每个终端进行通信。
终端间的通信利用控制和连接站20来实现。换句话说，当终端16与终端18进行通信时，终端16利用卫星将数据传输给控制和连接站20，而控制和连接站20也利用该卫星将这些数据转发给终端18。
控制和连接站20与地面网络22相连接，在本例中该网络是ATM型网络。因此，该控制和连接站20利用ATM交换机34与宽带网络36，窄带网络38以及服务器28相连接。窄带网络38支持用户30和服务器24的连接。同样地，宽带网络36支持用户32和服务器26的连接。
由于这种传输具有大容量和低延时的特征，这种异步传输类型的通信系统支持高速的数据传输速率。
在异步网络中，特别是ATM型的网络中，数据是以数字格式并以包或信元方式加以组织，对于ATM标准来说，该数据由384比特(或符号)数据和40个标题比特(符号)组成。
本发明想要解决的问题是为每个通信链路，从控制站20到终端16、18以及从终端16、18到控制站分配功率资源，该功率资源恰好是符合规定的该信噪比所必需的功率。因此，该通信链路将具有所要求的服务质量从而保证在没有额外的功率消耗的情况下，比特误码率低于预先给定的限制。这是因为已被发射的功率必须是恰好所需求的，因为在卫星上可使用的功率是有限的，如果某个通信链路需要较多的功率，那么额外的那部分功率是通过减少分配给其它通信链路的功率而获得的。
此外，由于终端是大批量被销售的设备，其价格必须是尽可能的低廉，因此这些终端的功率最好是受到限制的。
为了调整发射功率，在接收端确定信噪比，以及调整发射功率以便使该信噪比等于某个参考值。本发明更加详细地涉及噪声的估算和信噪比的估算。
在卫星发射系统这种情况下，发射功率的调整以及由此产生的信噪比的估算具有特别重要的意义，因为接收机所接收到的功率在很大程度上可能发生变化，特别是由于气候条件的随机变化引起的传输条件的变化。特别地，在雨天情况下，与晴天相比传输条件实质上是被降低的。传输条件也会由于抖动和屏蔽的结果而被降低。
传输条件也可能产生噪声，该噪声源本身可能具有不同的特征。除了热噪声以外，噪声产生的原因主要是由于相邻区域间使用相同的传输频率而产生的干扰，或者受到其它传输系统的干扰。
按照本发明的第一方面的内容，特别精确的噪声估算方法被给出，同时这些信元被指定诸如正交码的代码。
从控制和连接站20发送到终端16或从终端16发送到控制和连接站20的信号S是下列格式的信号S=Σi=1i=80Cicelli-----(4)]]>Ci表示代码，celli表示一个信元。在本例中，代码的数量等于80。
在图2中所描述的装置被用于接收时对该信号进行解码，该设备由乘法器421，422，…，4280组成，每个乘法器有两个输入端，第一个输入端接收信号S，第二个输入端接收代码C1，C2，…或C80。
在这些条件下，在乘法器42i的输出端，信元celli利用这些代码的正交性能而得出，也就是说如果i！j，那么Ci·Cj＝0，如果i＝j，那么Ci·Cj＝1。
由此可以看到，每个信号接收机或终端接收在某个给定的时间被发送的所有的M个代码。本发明包含利用M个代码的同时接收方式大大地减少噪声估算方差的优点。这是因为很明显尽管这些被观测到的噪声虽然来自相同的随机过程，但是对于每个代码来说，这些被观测到的噪声是相互无关的。
因此，正如图3中所描述的，对所有已被接收到的信元进行噪声估算，也就是说对每个代码的噪声功率进行累加并计算出这些噪声功率的算术平均值。该平均值正是被用于信元的信噪比的估算。因此，在图3中可以看到，发射机50给每个被发送的信元分配一个代码，所有这些代码是正交的。这种代码分配被称为扩展(方框52)。
分别被分配了代码1到M的这M个信元通过信道54(无线传输)来传送，信道54是一个噪声源。
在接收机56中，非扩展序列58按照图2中所描述的加以实现，对于每个信元噪声功率能被确定(方框601到60M)。这些噪声功率估算值被累加起来，并将其累加和除以M。在图3中，该操作通过平均值方框62来实现。最后的结果是被用来为每个信元估算信噪比的噪声
噪声功率估算通过确定被接收到的信号的方差来实现。另外，信噪比通过估算信号的均值来获得。
可以看到即使正在使用的接收机接收到了不是它所需要的信号，仍可以获得噪声的精确估算。在这种情况下，该噪声测量方法能够被用于该接收机所需要的后续的信号的噪声的估算。
在图4和图5所描述的本发明的首选实施例中，被发送的信号是具有二相或四相的调相信号。
这里应当解释一下这种调制的原理。相同频率和相同恒定幅值的两个信号被同时地传送。在一个四相的相位调制系统中，在这两个信号间的相位可以取4个值，例如
和
，每个不同的相位代表两个二进制数00，01，10或11。在二相的相位调制中，相位可以取分别代表“0”和“1”的两个值。
相位调制信号被由两个实信号XI(N)和XQ(N)所代表的复合信号X(N)来表示，这两个实信号是复合信号分别地沿着坐标轴I和Q的投影。
如果传输信道54是高斯型的，那么信号XI(N)和XQ(N)是均值为μI和μQ、方差为σ2的高斯型随机变量。
为了确定信噪比，在第一个实施例中，随机变量Y(N)为Y(N)＝XI(N)2+XQ(N)2由于变量XI(N)2和XQ(N)2是均值不等于零的高斯型随机变量，因此随机变量Y(N)服从自由度为2的非对称χ2律分布。
根据这些陈述，相位调制信号的信噪比能够通过估算Y(N)的均值和方差来被获得。为达到此目的，使用下列关系式μy＝2σ2+s2(6)σy2=4σ4+4σ2s2--(7)]]>其中S2＝μ2I+μ2Q(8)因此，S2和σ2能够被表示成μy和σy2的函数。在这些条件下，信噪比
的值为γ^=s24σ2=12μy2-σy2μy-μy2-σy2--(9)]]>在第二个实施例中，信号XI(N)和XQ(N)可被看作是构成同一个随机变量，该随机变量可以被写成包含两个分量XI(N)2和XQ(N)2的矢量Y(N)形式y(N)＝[xI(N)2xQ(N)2] (10)这个随机变量服从自由度为1的非对称χ2律分布。因此可出下列关系式μy＝σ2+μ2(11)σy2=2σ4+4σ2μ2-----(12)]]>在这些公式中，μ是两个变量XI和XQ的共同的均值。此时信噪比可由下列关系式表示γ^=μ22σ2=12μy2-σy22μy-μy2-σy22--(13)]]>图4描述了该方法的各个步骤，其中变量Y是XI和XQ的平方的和。
方框70表示在指定的代码j下未被调制的信号。
下一个方框(方框72)是对此信号求平方。信号Y的均值和方差由该被平方后的信号估算出来(方框74)。此代码j的均值和方差，也就是说前述公式(9)的分子(方框76)和分母(方框78)被计算出来。方差根据前述图3中的有关内容加以确定，也就是说计算出每个代码(方框80)的各个方差的和的均值。
下一步在方框82中估算出信噪比，该信噪比等于方框76给出的均值与四倍的方框80给出的方差
的比值。
必须说明的是估算指定代码的信号的噪声功率的方法与估算前面所描述的相位调制信号的信噪比的方法能够被独立地使用。特别地，能够利用前述在本发明的序言中所描述的现有技术中的估算信噪比的方法。当然，该方法不仅仅局限于相位调制。
同样地，估算调相数字信号的信噪比的方法与估算在图3中所描述的噪声功率的方法能够被独立使用。
权利要求
1.一种估算指定代码的给定数字信号(cell1)的噪声功率的方法，该信号与指定不同代码的许多其它数字信号(cell1，cell2，…，cellM，)同时地被一个接收机所接收，其特征在于对每个被接收到的指定代码的数字信号估算噪声功率，对给定的信号分配平均噪声功率(62；80)，该平均噪声功率是被估算的噪声功率的总和与被接收到的代码的总数M的比值。
2.按照权利要求1的方法，其特征在于这些代码是正交的。
3.按照权利要求1或2的方法，其特征在于除了为其估算噪声功率的一个外，至少有若干个同时地被接收的数字信号要传送给接收机。
4.按照权利要求3的方法，其特征在于噪声功率取决于被接收机所接收到的指定代码的所有的数字信号，这种估算能够被连续地执行，甚至在传送给接收机的代码不存在的情况下。
5.一种估算指定代码的数字信号的信噪比的方法，该信号与指定不同代码的其它数字信号同时地被一个接收机所接收，被用来估算该信噪比的噪声功率就是按照权利要求1到权利要求4的任意一种方法所确定的噪声功率。
6.按照权利要求5的方法，其特征在于被接收到的信号的功率的均值被估算出来。
7.按照权利要求6的方法，其特征在于这些数字信号是具有n相的调相号，该信号的均值和方差的估算根据对信号x2I+X2Q的均值的估算来实现。
8.按照权利要求7的方法，其特征在于信噪比
能够从下列关系式估算γ^=s24σ2=12μy2-σy2μy-μy2-σy2]]>在关系式S2＝μ2I+μ2Q中，μI和μQ是变量XI和XQ的均值，σ2是这些变量的方差，并且μy＝2σ2+s2σy2=4σ4+4σ2s2]]>
9.按照权利要求6的方法，其特征在于被接收到的数字信号是具有n相的调相信号，被看作一个相同的随机变量的变量X2I和X2Q的均值和方差被估算出来。
10.按照权利要求9的方法，其特征在于信噪比
由下列关系式确定γ^=μ22σ2=12μy2-σy2μy-μy2-σy22]]>其中μy＝σ2+μ2，σy2=2σ4+4σ2μ2,]]>μ是变量XI和XQ的共同的均值，σ2是这些变量XI和XQ的方差。
11.一种确定被分配给发射机的功率的方法，在该发射机中功率按照某种方式被确定，以便在接收机中，信噪比总是至少等于一个参考值，其特征在于接收机的信噪比是按照权利要求6到权利要求10的任意的一种方法被估算出来。
12.一种将权利要求11的方法适用于电信系统中的应用，其中发射机和接收机是利用正在轨道上运行着的卫星上的转发装置来通信的。
全文摘要
本发明涉及估算指定代码的给定的数字信号(cell
文档编号H04J13/16GK1263387SQ0010199
公开日2000年8月16日 申请日期2000年2月4日 优先权日1999年2月4日
发明者塞德里克·拉帕耶, 吉劳梅·卡罗特 申请人:阿尔卡塔尔公司