专利名称：用均衡器和雷克接收机处理已调信号的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及数据通信。更明确地说，本发明涉及一种新颖并改进了的、为了提高性能而用均衡器和雷克接收机处理收到的已调信号的方法和装置。
(2)背景技术现代通信系统需要支持多种应用。码分多址(CDMA)就是这样的一个系统，它在陆上链路支持用户间的话音和数据通信。美国专利申请序列号为4901307、题为“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITEOR TERRESTRIAL REPEATERS”和美国专利申请序列号为5103459、题为“SYSTEM ANDMETHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”的专利中揭示了多址通信系统中CDMA技术的应用。美国专利申请序列号为08/963386、题为“METHOD AND APPARATUS FOR HIGH RATE PACKET DATATRANSMISSION”(后文称为HDR系统)、1997年11月3提出的专利申请中揭示了另一种特定CDMA系统。这些专利和专利申请转让给本发明的受让人，通过引用结合于此。
CDMA系统通常设计成遵循一个或多个标准。这样的标准包括“TIA/EIA/IS-95Remote Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode WidebandSpread Spectrum Cellular System”(IS-95标准)，该标准由名为“3rdGenerationPartnership Project”(3GPP)的论坛提供并体现于包括NOS.3G TS 25.211，3G TS25.212，3G TS 25.213，和3G TS 25.214(W-CDMA标准)的一组文件中的标准以及“TR-45.5 Physical Layer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems”(CDMA-2000标准)。新的CDMA标准继续被提出并采用。这些CDMA系统通过引用而结合于此。
CDMA系统通常使用雷克接收机来处理在正向或反向链路中传输的已调信号。雷克接收机一般包括一个搜索器单元和若干指处理器。搜索器单元搜索强接收信号实例(或多径)。分配指处理器处理最强的多径以生成对于那些多径的解调码元。然后，雷克接收机将全部新分配指处理器中的解调码元组合在一起以生成发送数据的估计的恢复码元。雷克接收机有效组合通过多径信道接收的能量。
雷克接收机为工作在低信噪比(S/N)下的CDMA系统提供了令人满意的性能。对于以高数据速率传输数据的CDMA系统来说，譬如HDR系统，就要求较高的S/N。为了达到较高的S/N就需要减少噪声项N的分量。该噪声项包括热噪声(No)、由其他发送源或对其他用户的进行的发送而产生的干扰(Io)以及来自传输信道中多径和失真的码间干扰(ISI)。对于工作在低S/N下的CDMA系统来说，噪声中ISI与其他分量相比一般是可以忽视的。然而，对于工作在较高S/N下的CDMA系统来说，其他噪声分量(例如其它发送源的干扰)一般会减小，而ISI成为不可忽视的噪声分量，它对总的S/N影响大。
如上所述，雷克接收机在接收信号的S/N很低时能提供令人满意的性能。雷克接收机可用来组合来自多径的能量，但它通常不能消除ISI(如，来自多径和信道失真)的效应。从而，雷克接收机未必能达到工作在较高数据速率下的CDMA系统所要求的较高的S/N。
可见，需要能用来处理接收到的解调信号、以达到用来支持较高数据速率的较高的S/N的技术。
(3)发明内容本发明提供了能达到用来支持较高数据速率的较高的S/N的技术。根据本发明，能提供若干信号处理通路来处理一个或多个信号(如，从一根或多根天线接收到的信号)。一条信号处理通路包括一个试图降低由多径和信道失真产生的ISI的均衡器。另一条信号处理通路可以由一个或多个传统的雷克接收机实现。尽管包含均衡器的信号处理通路在特定工作条件下一般能提供较佳的性能，但是可以选择能提供较佳信号质量估计的信号处理通路来处理接收到的信号。
本发明的一个实施例提出了一种处理(扩频)通信系统中一个或多个信号的方法。根据该方法，接收(如，通过一根或多根天线)并处理一个或多个信号来产生一个或多个采样流，它们用第一处理方案进一步处理来提供第一恢复码元流。在第一处理方案中，用均衡器来均衡并组合采样流以生成码元估计，它随后能被进一步处理(如，去扩展和去覆盖)来产生第一恢复码元流。也可以用有一个或多个雷克接收机的第二处理方案对采样流进行处理，以产生第二恢复码元流。可以估计出与每个处理方案相关的信号质量，并能以此来选择第一或第二处理方案。
在第一处理方案中，采样流先被均衡再被组合。在这种情况下，每个采样流由相应的滤波器按一些系数进行滤波，并由相应的缩放因数进行缩放。然后，所有流的缩放后的采样被组合起来以产生码元估计。反之，采样流可以先被组合再被均衡。在这种情况下，每个采样流由相应的(复)缩放因数进行缩放。然后，所有的流缩放后的采样被组合起来以产生累加后的采样，它们进一步按一些系数进行滤波，以产生码元估计。
均衡器中的每个滤波器可以通过做成有限脉冲响应(FIR)滤波器、无限脉冲响应(IIR)滤波器或某种其他滤波器结构。滤波系数和缩放因数一般在使用前进行适配(如，修整)，并且在使用中进一步加以适配(如，用针对判决的适配方案)。
根据均衡器特定的设计可以使用各种适配方案。在一种适配方案中，对缩放因数分别并依次适配滤波器系数。在该适配方案中，可以按缩放因数固定进行系数适配，可以按系数固定进行缩放因数适配。系数适配和缩放因数适配可以重复进行若干次(如，在数值已知的某一预期码元序列上)。对于系数适配来说，每个滤波器的系数可根据(1)从滤波器和预期码元中得到的已滤波采样或(2)码元估计和预期码元加以适配。作为替换，另一个适配方案中根据码元估计和预期码元对所有滤波器的系数同时进行适配。
上述的适配方案，适配可以用时分复用(TDM)导频基准，并且依据最小均方(LMS)算法、递归最小平方(RLS)算法、直接矩阵反演(DMI)算法或某种其他适配算法来实现。在适配之前，每个滤波器的系数被初始化成一组特定的值(如，0，…，0，α*，0，…，0)，缩放因数也被初始化。可以识别对每个正被接收并处理的信号的大多径，并且可以用该多径(α)的幅度和相位来初始化与信号相关的系数和缩放因数。也可以识别并处理对一个正被接收并处理的信号的大多径，并且可以用对应于该多径的时偏来适配系数和缩放因数(如，时偏可用来适当地生成预期值)。
与第一处理方案有关的信号质量可以根据码元估计和预期码元之间的均方误差(MSE)来估计。通过对系数和缩放因数进行适配可以使该MSE最小化。MSE可以转化为信噪比(S/N)。MSE或S/N可用来为接收到的信号选定数据速率。
本发明的另一个实施例提供了一种能在扩频通信系统中处理一个或多个信号的现行的接收机单元。该接收机单元包括一个或多个预处理器和由一个均衡器和一个后处理器组成的第一信号处理通路。每个预处理器接收并处理相应的信号来产生相应的采样流。均衡器接收、组合、并均衡一个或多个采样流来生成码元估计。后处理器接收并进一步处理(如，去扩展和去覆盖)码元估计来产生第一恢复码元流。接收机单元还可包括第二信号处理通路和控制器。第二信号处理通路由用于处理采样流的一个或多个雷克接收机组成，以生成第二恢复码元流。控制器接收与第一和第二信号处理通路有关的信号质量估计，并根据接收到的信号质量估计来选择第一或第二信号处理通路。
后处理器可包括一个PN去扩展器和一个去覆盖单元。PN去扩展器用特定时偏处的PN序列来接收并去扩展码元估计，以产生去扩展采样。去覆盖单元用一个或多个信道化(如，Walsh)码来对去扩展采样进行去覆盖，以产生第一恢复码元流。
在一个设计中，均衡器包括一个或多个滤波器、一个或多个乘法器以及一个加法器。每个滤波器接收相应的采样流，并且用一组系数对其滤波，以产生相应的滤波后的采样。每个乘法器接收来自相应的滤波器的滤波后的采样，并且用相应的缩放因数对其进行所附，以产生缩放后的采样。加法器从所有的乘法器接收缩放后的采样，并将其相加以产生码元估计。
在另一个设计中，均衡器包括一个或多个乘法器，一个加法器和一个滤波器。每个乘法器接收相应的采样，并且用相应的缩放因数对其进行缩放，以产生缩放后的采样。加法器从所有的乘法器接收缩放后的采样，并将其相加以产生相加后的采样。滤波器接收相加后的采样并用一组系数对其进行滤波，以产生码元估计。
在上述设计中，均衡器还包括一个系数调节单元，它能适配每个滤波器的系数和每个乘法器的缩放因数。如上所述，可以使用各种适配方案。根据选定的适配方案，可以或根据从滤波器收到的滤波后的采样、或根据码元估计来适配滤波系数。同样，也可以用导频基准和LMS、RLS、DMI或某种其他算法来实现适配。
接收机单元可以用作扩频(如，CDMA)通信系统中的基站或远程终端。
如下所述，本发明还提供了实现本发明的各种方面和特征的其他方法和接收机单元。
(4)
通过以下结合附图的详细描述，本发明的特征、目的和优点将变得更加清楚。附图中相同的元件以相同的标号标识，其中图1是简化的框图，表示通信系统中用于数据传输的信号处理的一个实施例；图2A是通信系统中接收机的一个实施例的框图；图2B是接收机中数据处理器的一个实施例的框图；图3是根据本发明的一个实施例的接收机单元中的接收数据处理器的框图；图4A和4B是能用来实现图3所示的均衡器的两个实施例的框图；图5A是FIR滤波器的一个实施例的框图，它可用于实现图4A和4B所示的各个滤波器；图5B是后处理器的一个实施例的框图，它可用于处理来自均衡器的码元估计以生成恢复码元；图6是HDR CDMA系统中正向链路传输用的数据帧格式图；图7是雷克接收机的一个实施例的框图。
(5)具体实施方式
图1是简化的框图，表示通信系统100中用于数据传输的信号处理的一个实施例。在发射机单元110处，数据通常以数据包的形式从数据源112发送至发送(TX)数据处理器114，该过程对数据进行格式化、编码和处理以生成一个或多个模拟信号。然后将该模拟信号供给发射机(TMTR)116对其进行放大、滤波、正交调制及上变频，以生成适于通过一根或多根天线118(图1只示出一根)发送至一个或多个接收机单元的已调信号。
在接收机单元130处，发送信号由一根或多根天线132接收，并送至接收机(RCVR)134。在接收机134中，每个接收到的信号都被放大、滤波、下变频、正交解调并数字化，以产生同相(I)和正交的(Q)的采样。这些采样被数字处理后，提供给接收(RX)数据处理器136来进一步对采样进行处理和解码，以恢复发送的数据。接收数据处理器136中处理和解码的方法与发送数据处理器114中处理和编码的方法相反。然后，将解码后的数据供给数据宿138。
上述的信号处理过程支持业务数据、消息传递、话音、图像、及其他通信类型的单向传输。双向通信系统支持双向数据传输。图1所示的处理过程可以代表CDMA系统中的正向链路处理，其中发射机单元110代表基站，接收机单元130代表远程终端。为了简化，图1中未显示反向链路的信号处理过程。
图2A是通信系统中接收机134的一个实施例的框图。在该实施例中，接收机单元130包括从132a到132k的若干天线。在接收机134中，每个天线132与一个相应的接收信号处理器(或预处理器)210相连。在每个预处理器210中，从天线132接收到的信号用放大器222来进行放大(低噪声)，由接收(RX)滤波器224进行滤波，由变频器/解调器226进行下变频和正交解调，由一个或多个模拟-数字转换器(ADC)228使其数字化，以提供ADC采样。数字处理器230进一步处理ADC采样来生成复IIN和QIN采样并将其传送到接收数据处理器136。数字处理器230在下文中进行详细描述。
如图2A所示，接收机单元130包括从132a到132k的若干天线，它们与用来处理天线接收到的信号的若干预处理器210a到210k相连。每一组天线132和预处理器210组成一个用于处理一个特定接收信号的信号通路的一部分。接收机单元130中用多天线132提供空间分集，并可进一步抑制来自其他发送源的干扰，这都能改进性能。接收机单元130也能设计成具有单一信号通路，这也在本发明的范围内。
图2A显示了一些可用来实现预处理器210的功能单元。通常，预处理器210可包括图2A所示功能元件的任意组合，也可以任意排列这些元件以获得所需的输出。例如，预处理器210中一般都有多极放大器和滤波器。此外，预处理器210中还能包括与图2A所示的不同的功能元件，这也在本发明的范围内。
图2B是数字处理器230的一个实施例的框图。根据接收机单元130的特定设计，ADC 228以特定的采样率fADC对接收信号进行采样，随后的接收数据处理器136可用另一个采样率fSAMP操作采样。例如，可用大约是码片速率的两倍、四倍或八倍的速率对接收信号采样。根据特定的接收机的设计，ADC采样率可以与码片速率同步或者不同步。接收数据处理器136设计成特定的采样率(如，码片速率)操作采样，该采样率可以和ADC采样率不同。数字处理器230用来实现采样率转换。在某些设计中，接收数据处理器136内随后的均衡器以比ADC采样率高的采样率(如，fSAWB＝2fADC)是有利的。设计并操作数字处理器230来提供升频采样。
图2B所示的实施例中，数字处理器230包括升频采样器242、有限脉冲响应(FIR)滤波器244、和降频采样器246，所有这些串联而成。升频采样器242接收ADC采样并以因数P对其进行升频采样。升频采样可通过在每对相继ADC采样间插入(P-1)个零值采样来实现。FIR滤波器244接收升频采样所得的采样并对其进行滤波以消除升频采样生成的镜象频率。FIR滤波器244进一步对接收采样进行(匹配)滤波。滤波后的采样供给抽取器246按因数Q进行抽取，以生成(复)采样x1(n)供给接收数据处理器136。该抽取可通过从每Q个滤过的采样中简单地删除(Q-1)个采样来实现。
数据处理器230也能由采样率转换器(尤其当P和Q不是整数时)或某种其他的设计来实现，这属于本发明的范围之内。同样，数据处理器230可以设计成提供额外的和/或不同的功能，这也属于本发明的范围之内。
在IS-95 CDMA系统中，设计工作在低信噪比(S/N)的接收机单元，其中S表示期望的信号，N表示总噪声。总噪声包括热噪声(No)、因其他发送源或对其他用户的进行的发送而产生的干扰(Io)以及来自传输信道中多径和失真的码间干扰(ISI)。ISI由发射机单元、传输信道及接收机单元在接收信号中造成的多径或频率失真所引起。对于IS-95 CDMA系统来说，在相同的系统带宽上同时传输多用户数据，导致S/N低。在接收机单元，通过使用扩频处理积累一段较长时间的能量，可以从高度劣化的接收信号中还原出期望的信号，以此产生具有改善的S/N的信号。
常规的扩频信号的处理过程是用一个雷克接收机来实现的，该雷克接收机搜索强接收信号实例(或多径)，处理最强的多径，并且将处理后的多径所得的结果组合起来以生成对发送数据估计得更为准确的恢复码元。下文进一步详细描述了雷克接收机的设计和操作。雷克接收机有效地将来自多个信号通路的能量组合起来以优化S/N。然而，因为用于处理多径的指处理器的数量限制，雷克接收机纠正接收信号中由信道产生的失真的能力也受到限制。
对于以较高数据速率传输的CDMA系统来说，如HDR系统，需要有较高的S/N来支持较高的数据速率。为了在HDR系统的正向链路中实现较高的S/N，数据在任何给定的时刻发送给一个用户。这消除了由于其他用户的发送而产生的干扰。此外，通过用大于一的重用因数操作HDR系统，通过在发射机单元或接收机单元或两者处使用定向天线，可以降低来自其他发送基站的干扰。为了进一步改进S/N，还需要降低ISI(在IS-95系统中通常可忽略)。本发明为了得到较高的S/N，提供了能降低由多径和信道失真引起的ISI的技术。
图3是根据本发明的一个实施例的接收数据处理器136的框图。在该实施例中，接收数据处理器136包括两个信号处理通路，它们可同时工作来得到改进的性能，尤其在较高的数据速率时。第一条信号处理通路包括一个与一个后处理器320相连的均衡器310，第二条信号处理通路包括一个雷克接收机330。
在接收数据处理器136中，从预处理器210中得到的采样流分别供给均衡器310和雷克接收机330。每个采样流由相应的接收信号生成。均衡器310对接收到的采样流进行均衡并将码元估计送至后处理器320。后处理器320可进一步处理码元估计以提供恢复码元，取决于发射机110进行的处理。具体而言，如果在发射机单元进行PN扩展和覆盖，则可配置后处理器320用复PN序列进行去扩展，并用一个或多个信道化码进行去覆盖。滤波系数选定之后，均衡器310无疑即可实现相位旋转(通过对雷克接收机的导频解调而实现)。
可配置雷克接收机330来处理每个接收信号的一个或多个多径，以提供该接收信号的恢复码元。对于每个采样流，可配置雷克接收机330来进行PN去扩展、去覆盖以及对若干多径的相关解调。然后，雷克接收机330把接收信号的所有多径的解调后的码元组合起来，从而生成该接收信号的恢复码元。雷克接收机330可进一步把所有接收信号的恢复码元组合起来，以提供该接收机供给的总恢复码元。
后处理器320和雷克接收机330产生的恢复码元送至开关(SW)340，它从后处理器320或者雷克接收机330中选择恢复码元，并供给去交织器350。于是，去交织器对该选定的恢复码元重新排序后，接着由解码器360进行解码。控制器370连接均衡器310、后处理器320、雷克接收机330及开关340，并控制其操作。
根据本发明，可以用均衡器310对接收信号进行均衡，从而降低接收信号中的ISI数量。发射机单元的特性、传输信道、以及接收机单元使每个接收信号失真。均衡器的工作就使每个接收信号的总响应相等，从而降低了ISI的数量。较低的ISI改善S/N并且能支持较高的数据速率。
图4A是均衡器310a的一个实施例的框图，它可以用来实现图3所示的均衡器310。如图4A所示，每根天线132收到的信号通过相应的预处理器210进行处理，以产生采样流xi(n)。在均衡器310a中，预处理器210a到210k产生的采样各自被送至滤波器410a到410k。每个滤波器410根据一组与其接收的信号相适配的特定系数，对接收采样xi(n)进行均衡处理。滤波器410a到410k中产生的(每一天线)码元估计 到 又被送至相应的乘法器412a到412k，乘法器也接收相应的缩放因数s1到sK。每个乘法器412用缩放因数si对接收码元估计 进行缩放并将缩放后的采样送至加法器414。缩放因数可以是复数，然而特别在滤波器410中的系数经适配后也可以用到实数。加法器414从乘法器412a到412k接收缩放后的采样并相加，从而生成输出(组合)码元估计 均衡器310a中配备分层器418a来接收输出码元估计 并对其分层(即量化)，从而产生分层后的码元估计 针对数据指向的适配方案中，可以用分层后的码元估计来适配均衡器310a中的变量，后文将说明。分层器418a的设计依赖于所支持的特定正交调制，可为高次调制方案(如，16 QAM，64 QAM，等等)提供较多的分层。尽管为了简化未在图4中显示，为了对滤波器410a到410k产生的码元估计 到 分层，可以提供一个或多个分层器来生成相应的分层码元估计 到 系数调节单元420a接收码元估计 到 、输出码元估计 、分层后的码元估计 、实际(期望)码元y(n)或以上的组合。然后，系数调节单元420a根据接收到的码元估计和码元，适配(修整或调节)滤波器410a到410k的系数以及乘法器412a到412k的缩放因数。系数调节元件420a可实现最小均方(LMS)算法、递归最小平方(RLS)算法、直接矩阵反演(DMI)算法、某种其他算法或以上的组合。下文进一步详细描述系数调节元件420a和适配算法。
图5A是滤波器410的一个实施例的框图，它可用于实现图4A所示的滤波器410a到410k。在本实施例中，滤波器410由FIR滤波器实现。然而，也可以使用无限脉冲响应(IIR)滤波器或某种其他的滤波器结构，这属于本发明的范围之内。
在滤波器410中，接收到的采样xi(n)被送至串联而成的若干延时件512a到512m。每个延时件512产生一个特定延时量(例如，接收到的采样速率时钟的一个时钟周期，1/fSAMP)。接收到的采样xi(n)和延时件512a到512m的输出被送至相应的乘法器514a到5141。每个乘法器514也接收一个系数ci，j，用该系数缩放每个接收到的采样，并生成缩放后的采样传送至加法器516。加法器516将来自乘法器514a到514l的缩放后的采样相加并产生码元估计 码元估计 可以如此计算y^i(n)=Σj=-Mci,j*·xi(n-j),]]>方程(1)其中符号(*)代表复共轭，(2M+1)是滤波器410的抽头数。
再回到图4A，加法器414的输出码元估计 可以如此计算y^(n)=Σi=1si*·yi(n),]]>方程(2)其中K是均衡器310a中分配的信号处理通路的数目。
图4A中的每个滤波器410都产生一种频率响应Ci(W)，它能均衡该滤波器处理的信号所受的总频率响应Gi(W)。信号的总频率响应Gi(W)包括发射机单元、传输信道以及接收机单元(即直到滤波器也在内的所有部分)的频率响应。每个滤波器410的系数被“适配”或被“修整”，以实现ISI的降低。
如图4A所示，一组信号由若干天线132接收并且由相应的若干预处理器210进行处理。每个预处理器210对相应的滤波器410产生一个采样流。此外，K个滤波器410中得到的码元估计由K个缩放因数进行缩放并被组合起来，从而生成输出码元估计 由此，均衡器310a可以调节多达K·(2M+1)+K个变量。根据各种适配方案，可以适配K个滤波器410的K·(2M+1)个系数和K个缩放因数。下面描述一些适配方案。
在第一适配方案中，对缩放因数进行“空间域”的适配之前，先对滤波器410的系数进行“时域”的适配。时域适配适配每个滤波器410的系数来对该滤波器处理的接收信号进行均衡。然后，空间域适配调节与所有分配的滤波器410相关的缩放因数来提供均衡器310a的均衡。
时域适配中，滤波器410a到410k可以根据它们各自的接收采样和均衡后的输出而被逐一适配。在第一适配过程之前，将缩放因数s1(n)到sK(n)初始化为一组特定的值(如，均为1/K)。缩放因数一般加以归一化，使它们的总和等于一，可以表示如下Σi=1si(n)=1.0]]>方程(3)根据一个特定滤波器410i接收到的采样xi(n)和期望接收到的采样 可以适配该滤波器的系数集，ci(n)＝ci，-M(n)，…，ci，M(n)。
起初，对于实现系数适配的每个采样周期n，滤波器410i用系数集ci(n)对一组接收采样xi(n)＝xi(n-M)，…，xi(n+M)进行滤波，从而生成一个码元估计 可以表示为y^i(n)=c‾iH(n)·x‾i(n),]]>方程(4)其中 是轭密转置(即复共轭转置)系数集。方程(4)以矢量形式表示但是与上述方程(1)相同。然后将码元估计 送至系数调节单元420a。
在均衡器310a第一次被用于处理接收到的采样之前，一般用已知码元来适配该均衡器。对于发送导频基准的CDMA系统来说，可以用导频基准来适配均衡器。如果导频基准是用时分复用(TDM)发送的，譬如在HDR系统中，均衡器310a输出的实际码元y(n)在导频基准周期便已知并且可以与(每根天线的)码元估计 或码元估计输出 相比。可以计算出实际码元和码元估计间的误差，并用它来适配均衡器。下面将进一步描述HDR系统中实际码元y(n)的产生过程。另一方面，如果导频基准是用码分复用(CDM)发送的，譬如在IS-95系统中，则进一步处理码元估计 或 来解除CDM处理，从而产生相应的恢复后的导频码元 或 它们分别与相应的实际导频码元pi(n)或p(n)作比较。
于是又可以计算出实际码元和码元估计间的误差，并用它来适配均衡器。下面详细描述用TDM导频基准适配均衡器310a的过程。在随后的段落中描述用CDM导频基准适配均衡器310a的过程。
在实际码元y(n)已知的采样周期n中，系数调节单元420a能接收或产生实际码元y(n)。滤波器410i中码元估计 和实际码元y(n)之间的误差ei(n)可以通过下式计算ei(n)=y(n)-y^i(n)]]>方程(5)处理通路中特定点的误差可以由该点处码元估计和期望码元的差值来计算。
另一方面，在实际码元y(n)未知的采样周期n中，可对滤波器410I计算码元估计 和分层码元估计 之间的误差ei(n)如下ei(n)=y~i(n)-y^i(n)]]>方程(6)用方程(5)或方程(6)计算出的误差ei(n)可以用来为下一个采样周期生成一组新的系数ci(n+1)。
如上所述，可以用多种适配算法来生成新的系数，下文中描述其中的一些算法。
在LMS算法中，新系数ci(n+1)可以由下式计算c‾i(n+1)=c‾i(n)+x‾i(n)·μ·ei*(n)]]>方程(7)其中μ是无单位的适配常数。
在RLS算法中，新系数ci(n+1)可以由下式计算k‾i(n)=λ-1P(n)x‾i(n)1+λ-1x‾iH(n)P(n)x‾i(n),]]>方程(8)c‾i(n+1)=c‾i(n)+k‾i(n)ei*(n),]]>以及Pi(n+1)=λ-1(I(n)-k‾i(n)x‾iH(n))P(n),]]>其中λ是存储器因子(一般情况下，0.95＜λ≤1.0)，ki(n)是增益矢量，I是单位矩阵(即对角线上的值均为一的矩阵)，P是逆相关矩阵。最初Pi(0)＝δ·I，其中δ是很小的正数(譬如，0.001)。
在DMI算法中，可以用NSYM码元的一个修整周期来计算新系数ci(n+1)，如下式所示R^i(n)=1NSYMΣm=n-NSYM+1nx‾i(m)x‾iH(m),]]>方程(9)v‾^i(n)=1NSYMΣm=n-NSYM+1nx‾i(m)y*(m),]]>以及c‾i(n+1)=[R^i(n)]-1v‾^i(n),]]>其中 是接收采样的自相关矩阵的估计值(即滤波器含量)， 是滤波器含量和期望输出的交叉矢量。估计值 和 可以在多个(不相交的)修整间隔上聚集起来。每当需要时才进行方程(9)中 的矩阵求逆(例如，如图6所示，当HDR系统中的每个时隙基于两个分离的导频基准时)。
LMS、RLS、DMI算法都(直接或间接地)试图使均方误差(MSE)最小，表示为MSE=E{|y(n)-y^i(n)|2},]]>方程(10)其中E{x}是x的期望值。Simon Haykin在题为“Adaptive Filter Theory”(第三版，Prentice Hall，1996)的书中进一步详细描述了LMS、RLS、DMI及其他适配算法，它们通过引用结合于此。
当滤波器410a到410k以上述方法逐一被适配后，可以进行空间域的适配来适配缩放因数。空间域的适配可以通过与上述时域适配所用的相类似的方法来实现。特别是，固定滤波器410a到410k的系数，调节缩放因数s1(n)到sK(n)。
起初，对每个适配缩放因数的采样周期n，每个滤波器410I用系数ci对一组接收采样xi(n)进行滤波以生成码元估计 从滤波器412a到410k得到的码元估计 到 送至相应的乘法器412a到412k中，由相应的缩放因数s1(n)到sK(n)进行缩放，从而产生输出码元估计 表示如下y^(n)=Σi=1y^i(n)·si*(n)]]>方程(11)输出码元估计 通过系数调节单元420a并产生误差e(n)，表示为e(n)=y(n)-y^(n),]]>或 方程(12)e(n)=y~(n)-y^(n),]]>方程(13)这取决于实际码元已知(方程12)或者未知(方程13)。接着根据LMS、RLS、DMI或某种其他算法，用计算得到的误差e(n)来产生新的缩放因数s1(n+1)到sK(n+1)(即s(n+1))，该方法与上述滤波器系数的适配方法类似。
通过若干次时域和空间域的适配迭代(例如，使用相同或不同的导频基准)可以达到理想的性能。迭代适配过程可通过下述步骤完成1)将缩放因数初始化为1.0(即，s1＝s2＝…＝sK＝1/K)；2)初始化每个滤波器410a到410k的系数(例如，以下面描述的一种方法)；3)对每个滤波器410i的系数ci(n)进行时域适配；4)使滤波器410a到410k的系数c1到ck维持不变；5)当滤波器系数恒定时对缩放因数s1(n)到sK(n)进行空间域的适配；6)使缩放因数维持不变；7)重复步骤3到5若干次，直到获得理想的结果。
只要适配了滤波器410a到410k的系数和缩放因数，均衡器310a的码元估计 就代表发送采样的好的估计值。
在初始适配过程之后，当再次接收到已知码元时(例如，在随后的导频基准周期中)，均衡器可以(定期)再次被适配。另外，均衡器310a可以用针对判决的适配方案来进行适配(例如，在实际应用中，实际码元通常未知的情况下)。可根据分层码元估计(即，码元估计的期望信号电平)和码元估计(即，码元接收时的实际电平)之间的误差完成针对判决的适配。
第一适配方案分别并依次地进行时域和空间域的适配，这降低了所需的计算复杂度。例如，如果每个滤波器410包括(2M+1)个系数，便通过在长度为2M+1的矢量和(可能的)2M+1维矩阵上进行运算来实现时域的适配。如果并行处理K个接收信号和对K个信号处理通路的操作，那么就能通过对长度为K的矢量和(可能的)K维矩阵进行运算来实现空间域的适配。
在第二适配方案中，对均衡器310a中的系数和缩放因数同时进行时域和空间域的适配。在本实施例中，并行操作所有的滤波器410a到410k来对相应的采样流x1(n)到xK(n)进行滤波。由下式可以计算滤波器410a到410k产生的码元估计 到 y^1(n)=c‾1H(n)·x‾1(n),]]>到 方程(14)y^K(n)=c‾KH(n)·x‾K(n).]]>码元估计 到 接着传到相应的乘法器412a到412k中，用相应的缩放因数s1(n)到sK(n)进行缩放，并组合起来以产生输出码元估计 这可以通过方程(11)计算而得。
如方程(12)或(13)所示，可以计算出码元估计 和实际码元y(n)或分层码元估计 之间相应的的误差e(n)。然后用误差e(n)同时适配K组滤波系数c1(n)到cK(n)(K个缩放因数s1(n)到sK(n)维持恒定)。K组滤波系数可以级连成一个长度为K·(2M+1)的矢量，它由误差e(n)来调节。本实施例同时对多达K·(2M+1)个变量进行适配。
在第二适配方案中，通过在长度为K·(2M+1)的矢量和(可能的)K·(2M+1)维矩阵上进行运算而同时对滤波系数进行适配。其所需计算比上述第一适配方案的更复杂。然而，因为可共同考虑所有的系数来均衡接收到的信号，所以输出码元估计 很好的估计了实际码元y(n)的值，从而可以实现改进了的性能。例如，用于天线1的滤波器系数能依据通过其他天线接收到的信号。
滤波系数和缩放因数的适配可通过雷克接收机330的辅助而实现。在一般的设计中，雷克接收机330包括一个搜索器单元和若干指处理器。搜索器单元可能在控制器370的控制下，以不同的时偏处理特定接收信号的采样并搜索最强的多径。对于CDMA系统来说，搜索器单元一般用发射机单元中扩展采样用的(复)PN序列对接收到的采样进行相关处理。搜索器单元可设计成以一个特定时偏或多个时偏进行相关。每个时偏等于与绝对PN序列(零延时)相关的PN序列的特定延时。搜索器单元也可以设计成对每个受测时偏产生(复)相关结果，或仅仅超出特定阈值的相关结果。搜索器单元或控制器370可设计成持有每一接收信号的相关结果及其相应时偏的列表。
控制器370可以根据所有接收信号的相关结果的列表来识别出最强的多径(例如，具有最大幅度或能量的多径)。下面进一步详细描述了搜索器单元和指处理器所实现的功能。
在一个实施例中，根据雷克接收机330的相关结果对滤波系数进行初始化。对于每一个接收到的信号，都能用雷克接收机330来搜索最强的多径。可以排列每个接收信号的最强多径的相关结果的幅度。对应于特定信号的最强多径的索引符号Ji可以由下式决定Ji=arg{max|αi,j|}j]]>方程(15)于是，特定接收信号的最强多径可由下式决定|αJi|=maxj|αi,j|,]]>方程(16)其中|αi，j|是第i个接收信号的第j个多径的幅度，|αJi|是第i个接收信号最强多径的幅度。同样地，可以排列所有接收信号的最强多径，其中的最强多径可由下式决定|αl|=maxi|αJi|,]]>方程(17)其中|α1|是所有接收信号的最强多径的幅度。
一旦决定了所有信号的最强多径之后，就能识别相对于该多径的时偏。然后，每个滤波器410的系数ci，0(n)可初始化为以下的一个值(1)与“指值”相关的值，表示最强多径的接收信号的质量(例如，ci,0(n)=γαJi*,]]>γ是取决于噪声方差的常数)，(2)值1.0，或某一其他值。其余的每个系数初始化为零(即，ci，-M(n)＝…＝ci，-1(n)＝ci，1(n)＝…＝ci，M(n)＝0.0)。对应于最强多径αJi的时偏τJi可以分成一个“粗略的”部分和一个“精密的”部分。粗略部分可以用作粗调以适当生成用来适配系数和缩放因数的实际码元y(n)，如下所述。精密部分可以用作细调以确定接收采样xi(n)的时间历程。具体而言，数字处理器230用精密部分来调节再取样时钟的时限，从而生成由时偏定位的接收采样xi(n)。生成实际码元y(n)的时偏也考虑到每个滤波器410的抽头数和系数的初始值。
缩放因数也可以借助雷克接收机330进行初始化。例如，每个缩放因数都能用一个与接收信号的最强多径的幅度相关的值来初始化。从而，可以把缩放因数sl(n)到sK(n)的值分别设为与αJi到αJK有关的值。另外，在适配过程之前可以把每个缩放因数都设为一个特定值(例如，1/K)。本发明的范围还包括其他一些初始化系数和缩放因数的方法。
图4B是另一个均衡器310b的实施例的框图，它也能用来实现图3所示的均衡器310。不像图4A所示的均衡器310a先进行均衡再进行空间域的组合，图4B所示的均衡器310b先进行空间域的组合再进行均衡。可以把空间域的组合看做用一个含K个天线132的阵列来形成波束的过程。均衡器310b的结构比均衡器310a的结构简单，它的维数也大约降低到后者的1/K(即，均衡器310b具有(2M+1)+K个变量，而均衡器310a具有K(2M+1)+K个变量)。均衡器310b可以在某些操作环境下产生很好的估计值(例如，当散射不是很大并且当天线有近乎相同的存在一些相位偏移的频率响应时)。
如图4B所示，每个天线132接收到的信号由相应的预处理器210进行处理，从而产生采样流xi(n)。在均衡器310b中，预处理器210a到210k产生的采样流xi(n)到xK(n)传送至相应的乘法器422a到422k中，乘法器还接收相应的缩放因数sl(n)到sK(n)。每个乘法器422用缩放因数sI对接收采样xi(n)进行缩放，并将缩放后的采样送至加法器424。乘法器422的缩放因数一般是复数，以顾及通过多个天线132接收到的信号的复数组合。加法器424从乘法器422a到422k处接收缩放后的采样并将其相加，从而生成空间上合成的采样x(n)，并送至滤波器410x。
滤波器410x根据一组特定的系数对采样x(n)进行均衡处理。滤波器410x产生的码元估计 作为均衡器310b的输出，并被送至系数调节单元420b。滤波器410x可由图5A所示的滤波器410来实现。与上面对均衡器310a的描述类似，均衡器310b中可以用分层器418b来接收码元估计 并对其进行分层，从而生成分层码元估计 系数调节元件420b也接收实际码元y(n)、码元估计 以及分层码元估计 或它们的组合。然后，系数调节单元420b根据接收到的码元估计和码元来对滤波器410x的系数和缩放因数s1(n)到sK(n)进行适配。系数调节单元420b也能设计成实现LMS、RLS、DMI或某些其他算法或它们的组合。系数调节单元420b的实现类似于图4A所示的系数调节单元420a。
均衡器310b中缩放因数和系数的适配过程通过使用与类似于上述对均衡器310a的适配方案来实现。
在第一适配方案中，先进行时域适配再进行空间域的适配。为了进行时域适配，缩放因数被初始化为一组特定值，然后再对滤波系数进行适配。缩放因数的初始值可以用到达方向(DOA)估计，这在雷达理论中已知并在S.Haykin和A.Steinhardt的名为“Adaptive Radar Detection and Estimation”(1992年6月由John Wiley and Sons出版)的书中有所描述。另一方面，每个缩放因数都可以被初始化，譬如初始化为1/K。维持缩放因数恒定，就可以用LMS、RLS、DMI、或某种其他算法来对滤波系数进行适配，这与上文所述的类似。
一旦时域适配的第一次迭代完成之后，即可使系数维持恒定并进行空间域的适配(例如，对同样的导频基准或不同导频基准)。为了进行空间域的适配，计算码元估计 并用它来对缩放因数进行适配，同样可以用LMS、RLS、DMI、或某种其他算法，这与上文所述的类似。迭代数次时域和空间域的适配过程来达到理想的结果。与均衡器310a中描述的类似，雷克接收机330能用来初始化滤波器410x的系数和缩放因数。例如，用雷克接收机330来搜索每个正被处理的接收信号的最强多径。根据方程(17)可以识别所有接收信号的最强多径。根据最强多径的幅度可以对滤波器410x的系数进行初始化。用对应于这条多径的时偏可以生成用于适配的实际码元y(n)。
同样，可以用每个接收信号的最强多径来初始化相应的缩放因数。例如，根据天线132a接收的信号的最强多径的幅度可以初始化缩放因数s1，根据天线132b接收的信号的最强多径的幅度可以初始化缩放因数s2，依此类推。缩放因数的初始值也可以根据表示接收信号质量(S/N)的指值来设定。
对于一些CDMA系统来说，例如HDR系统，导频基准与其他数据时分复用在一起并且从基站发送到远程终端。对于这些CDMA系统来说，可以用发送的导频基准来对滤波系数和缩放因数进行适配。此后，维持系数和缩放因数恒定并用它们来处理在导频基准间的时间周期中发送的数据。
图6表示了HDR CDMA系统中正向链路传输的数据帧的格式。在正向链路上，业务数据、导频基准以及信令数据在一个帧内时分复用，并且从基站发送到远程终端中。每个帧覆盖了一个称为时隙(例如，对一个特定HDR设计为1.67msec)的时间单元。每个时隙包括业务数据段602a、602b和602c，导频基准段604a和604b，以及信令数据(0H)段606a和606b。业务数据段602和导频基准段604各自用来传送业务数据和导频基准。信令数据段606用来传送信令信息，例如，正向链路活动(FAC)标志、反向链路忙碌标志、反向链路能量控制命令，等等。FAC标志表示在未来基站是否要传送特定数量时隙的业务数据。反向链路忙碌标志表示是否已达到基站的反向链路容量极限。能量控制命令指导正在发送的远程终端提高或者降低它们的发送能量。
根据HDR CDMA系统，业务数据在进行发送之前被对应于要用来发送数据的信道的Walsh码覆盖，每个远程终端的能量控制数据被分配给远程终端的Walsh码覆盖。接着，导频基准、被覆盖的业务数据以及能量控制数据用一个复PN扩展序列进行扩展，该复扩展序列是由分配给特定发送基站的短IPN和QPN扩展序列和分配给收方远程终端的长PN序列相乘而得到的。在最高数据速率时，比特率匹配或超过PN扩展序列和Walsh码的码片速率，因此不能得到数据的直接序列扩展。在前述的美国专利申请序列号为08/963386的专利申请中进一步详细描述了HDR系统中正向链路传输的数据帧格式及其处理。
对于一些CDMA系统来说，例如IS-95 CDMA系统，一个导频基准是用其他数据进行码分复用(CDM)在一起，并且从基站发送到远程终端。对于这些CDMA系统来说，可以用传输的CDM导频基准来对滤波系数和缩放因数进行适配。然而，因为导频基准是与其他数据进行码分复用的，为了提取所发送的导频基准，需要对每个天线码元估计 或输出码元估计 进行额外的处理。
对于IS-95 CDMA系统来说，导频基准(全一序列)被64码片的全零Walsh序列覆盖，并与其他被覆盖的数据结合起来，由PN序列进行扩展。通过用互补的方法处理输出码元估计 可以恢复所发送的CDM导频基准。如下文中将会详细描述的图5B所示，在后处理器320中，码元估计 由PN序列进行去扩展，由导频Walsh序列进行去覆盖，并在64码片的导频码元周期上累加，从而产生恢复后的导频码元 去覆盖过程消除其他一些业务信道上的数据，这些信道被与导频Walsh序列正交的Walsh序列所覆盖。
恢复后的导频码元 和实际(期望)导频码元p(n)间的误差e(n)可以由下式得出e(n)=p(n)-p^(n)]]>方程(18)然后误差e(n)可用上述适配方案和适配算法(例如，LMS、RLS、或DMI)的任意组合对滤波系数和缩放因数进行适配。对于图4A所示的均衡器310a来说，也可用来自每个滤波器410的每根天线的码元估计 进行适配过程。码元估计 可用上述方法由后处理器320进行处理，从而生成恢复后的导频码元 恢复后的导频码元 和期望的导频码元pi(n)间的误差ei(n)可以由下式得出ei(n)=pi(n)-p^i(n)]]>方程(19)一般可以在接收机单元的任何特定点计算恢复后的码元(例如， 或 )和期望的码元(例如，y(n)或p(n))之间的误差。进行适当的处理以便比较“相等”或“类似”的码元。
对于发送CDM导频基准的CDMA系统，应计算每个导频码元周期(例如，对IS-95CDMA系统来说是每隔64个码片)的误差e(n)。如果CDM导频基准连续发送，譬如对于IS-95 CDMA系统来说，尽管导频码元速率较低也用连续方式来进行适配。对于发送TDM导频基准的CDMA系统，可计算每个码片周期的误差。然而，使用TDM导频基准的适配过程一般只在导频基准周期中进行。
如上所述，从雷克接收机得到的信息可以用来(1)在第一适配过程之前初始化滤波系数，(2)适当地生成期望的码元y(n)或p(n)，和(3)确定如上所述的接收采样xi(n)的时间历程。对于图4A中的均衡器310a来说，可将每个滤波器410的中心系数ci，0(n)初始化为该滤波器正在处理的信号的最强多径的指值(例如，ci,0(n)=γαJi*]]>)。最强多径的时偏τJi可用来产生期望的码元y(n)或期望的导频码元p(n)，并产生由时偏及时定位的接收采样xi(n)。当考虑直到误差被计算点的与处理元件相关的延迟时，也能计算出期望的码元y(n)或p(n)。例如，对特定时偏τJi，用与期望的码元y(n)相关的延时来生成期望的导频码元p(n)以考虑后处理器320的延时。
滤波系数和缩放因数也可以用接收到的数据来适配。接收到的采样经过处理、解码以及CRC校验来确定数据包是否无误地接收。正确接收的数据包可以通过与发射机单元处相似的方法被再编码和再处理。然后将再生码元和恢复后的码元(例如， 作比较，用两者之间的误差对滤波系数和缩放因数进行适配。恢复后的码元经过适当的缓冲来解决解码、再编码及再处理过程所产生的延时。
图7是雷克接收机330的一个实施例的框图。由于多径和其他现象，发送的信号可以通过多条信号通路到达接收机单元。为了改进性能，雷克接收机设计成能处理接收信号(或多径)的多个(且最强的)实例。对于传统的雷克接收机来说，采用若干指处理器710来处理若干多径。每个指处理器710由雷克接收机的一个指组成，可分配其处理一特定多径。
如图7所示，从一个特定预处理器210接收到的IIN和QIN采样被送至若干指处理器710a到7101。在每个分配的指处理器710中，接收到的IIN和QIN采样被送至PN去扩展器720，它也接收复PN序列PNI和PNQ。复PN序列根据正在落实的CDMA系统的特定设计而生成，对于HDR系统来说，是用乘法器738a和738b将短IPN和QPN序列与长PN序列相乘而得到的。短IPN和QPN序列用于对发送基站的数据进行扩展，长PN序列被分配给收方的接收机单元并用来对数据进行加扰。IPN和QPN序列是用对应于该指处理器正在处理的特定多径的时偏来生成的。
PN去扩展器720对复IIN和QIN采样与复PN序列进行复数乘法，并将复去扩展IDES和QDES采样送至去覆盖单元722和732。去覆盖单元722使用用于覆盖数据的一个或多个信道化码(例如，Walsh码)来对去扩展后的采样进行去覆盖，并且生成复去覆盖采样。然后把该去覆盖采样提供给在整个信道化码长度期间对采样进行累加的码元累加器724，从而产生去覆盖后的码元。该去覆盖后的码元被送至导频解调器726。
对于HDR系统来说，导频基准在部分正向链路发送期间进行发送。从而，去覆盖单元732使用用于在基站覆盖导频基准的特定信道化码(例如，对HDR系统来说是Walsh码0)来对去扩展后的采样进行去覆盖。然后，去覆盖后的导频采样被送至累加器734并在特定时间间隔中累加，从而生成导频码元。累加时间间隔可以是导频信道化码的持续时间、整个导频基准周期或某一其他时间间隔。导频码元再被送至导频滤波器736并用来生成导频估计值，送至导频解调器726。导频估计值相当于存在数据的时间周期的估计导频码元或预测导频码元。
导频解调器726用来自导频滤波器736的导频估计值对来自码元累加器724的去覆盖后的码元进行相关解调，并且将解调后的码元送至码元组合器740。相关解调可以通过用导频估计值对去覆盖后的码元进行点积和叉积来实现。点积和叉积有效地对数据进行相位解调，并且用去覆盖后导频的相对强度进一步缩放合成的输出。利用导频的缩放根据多径质量有效加权不同多径的影响，以便有效组合。因而，点积和叉积实现相位预测和信号加权的双重作用，这都是相干雷克接收机的特征。
码元组合器740从所有分配的指处理器710处接收解调后的码元并将其相干组合，以产生正由雷克接收机处理的特定接收信号的恢复后的码元。然后如下所述地组合所有接收信号的恢复后的码元，从而生成总的恢复码元并送至随后的处理单元中。
搜索器单元712应包括一个PN去扩展器、一个PN生成器和一个信号质量测量单元。PN生成器可能由用于搜索最强多径的控制器370控制，生成不同时偏的复PN序列。对于每个将进行搜索的时偏来说，PN去扩展器用特定时偏的复PN序列来接收IIN和QIN采样并对其进行去扩展，从而产生去扩展后的采样。于是可估计去扩展后的采样的信号质量。这能通过计算每个去扩展后的采样的能量(即，IDES2+QDES2)以及累加特定时间周期(例如，导频基准周期)中的能量来实现。搜索器单元在许多时偏处进行搜索，并选择具有最高信号质量测量的多径。然后分配可用的指处理器710来处理这些多径。
美国专利号为5764687、题为“MOBILE DEMODULATOR ARCHITECTURE FOR A SPREADSPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM”和美国专利号为5490165、题为“DEMODULATION ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVINGMULTIPLE SIGNALS”的专利中进一步详细描述了CDMA系统中的一种雷克接收机的设计和操作。这两个专利都通过引用结合于此并被转让给本发明的受让人。
如图2A所示的实施例中，若干正向链路信号由天线132a到132k接收并由相应的预处理器210a到210k进行处理，从而生成采样流x1(n)到xK(n)。由此，可提供若干雷克接收机来处理K个采样流。然后，用组合器组合从全部处理中接收信号恢复的码元。另一方面，也可以对一个或多个雷克接收机进行时分复用来处理K个采样流。在该TDM雷克接收机结构中，K个流量中的采样可以暂时存储于缓存器中，以后由雷克接收机重新收回并进行处理。
对于每个接收到的信号来说，雷克接收机330处理多达L条多径，其中L表示可用的指处理器710的个数。L条多径中的每条都对应于一个由搜索器单元712帮助识别的特定时偏。控制器370或搜索器单元712对于每个正在处理的K个接收信号，都应持有最强多径(αJi)的幅度及其相应的时偏(τi)的列表。如上所述，这些幅度和时偏可以用来初始化均衡器310的系数和缩放因数。在一种具体实现中，每个所关心的多径的幅度可以用累加能量值的平方根除以累加中用到的采样数量(N)来计算。
图5B是后处理器320的一个实施例的框图，它用来处理接收信号生成的码元估计 后处理器320用于解除在发射机单元可能进行过的PN扩展和覆盖过程。例如，HDR系统在发送之前以较低的数据速率进行数据的PN扩展和覆盖。用较高的数据速率(匹配或超过码片速率)时，PN扩展和覆盖过程可能会导致码元反转(即极性的变化)但却没有直接序列扩展。因此，后处理器320可以用较低的数据速率进行PN去扩展和去覆盖过程并且在较高的数据速率进行码元反转。一般来说，后处理器320设计成进行与在发射机单元进行的功能互补的功能。
在后处理器320中，码元估计被送至PN去扩展器520，它也接收具有与用来适配滤波系数相同时偏的复PN序列。PN去扩展器520用复PN序列对码元估计进行去扩展，产生去扩展后的采样并送至去覆盖单元522。然后，去覆盖元件522使用用于覆盖基站数据的一个或多个信道化码来对采样进行去覆盖。每个信道的去覆盖后的采样通过码元累加器524在整个信道化码的长度期间进行累加，从而生成恢复后的码元并送至随后的处理单元中。
均衡器310、后处理器320及雷克接收机330可以用一组处理单元来进行时分复用并处理所有接收信号的采样。同样，后处理器320中的一些单元与雷克接收机330中的那些类似。因此，后处理器320和雷克接收机330通过一组共享的处理单元可以实现至少一部分相同的功能。
在如图4A和4B所示的滤波器410的适配周期中，根据所有接收信号的最强多径的时偏可以产生实际码元y(n)。对于HDR系统来说，导频基准是一个全一序列，用来覆盖导频基准的信道化码是Walsh码0(即全零序列)。然后用复PN序列来对导频基准进行去扩展。从而，在导频基准发送的持续时间中，正在发送的导频基准和复PN序列相等。
在接收机单元，可产生导频基准周期内的实际码元y(n)，作为对应于所有接收信号的最强多径的时偏的复PN序列(即，y(n)＝PNI(n)+jPNQ(n))。
再看一下图3，接收数据处理器136包括两个可用来处理接收信号的信号处理通路。第一条信号处理通路包括均衡器310和后处理器320，第二条信号处理通路包括雷克接收机330。在一个实施例中，这两条信号处理通路可以并行工作(例如，在适配周期中)并能计算每条信号处理通路的信号质量估计。然后，选择具有较好的信号质量估计的信号处理通路来处理接收到的信号。
对于传统的雷克接收机来说，通过计算信噪比(S/N)可以估计接收信号质量。对于发送TDM导频基准的CDMA系统来说，当接收信号已知时可以在导频基准周期计算S/N。对每一个分配的指处理器生成信号质量估计。然后可对所有分配的指处理器的估计加权并将其组合，从而生成总S/N，可以通过下式计算S/NRAKE=(Σi=1Kβi·Esi)2Σi=1Kβi2·Nti]]>方程(20)其中β是雷克接收机使用的权因子，它把来自分配的指处理器的解调后的码元组合起来而产生恢复后的码元，该恢复后的码元是对发送数据的改进了的估计。Es是期望信号(例如，导频信号)的每码元能量，Nt是正由指处理器处理的接收信号的总噪声。Nt一般包括热噪声、来自其他发送基站的干扰、来自同基站的不同多径的干扰以及其他部分。每码元能量可以通过下式计算Es=1NSYMΣi=1NSYM(PI2(i)+PQ2(i))]]>方程(21)其中PI和PQ是经同相滤波和正交滤波的导频码元，NSYM是累加能量并产生Es值的码元的数量。参考图7，通过在用于覆盖导频基准的信道化码的整个长度期间对去扩展后的采样进行累加，可以生成经滤波后的导频码元。总噪声可以估计为期望信号能量中的能量变差，并能计算如下Nt=1NSYM-1{Σi=1NSYM(PI2(i)+PQ2(i))-1NSYM(Σi=1NSYMPI(i))2-1NSYM(Σi=1NSYMPQ(i))2}]]>方程(22)美国专利号为5903554、题为“METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING LINK QUALITYIN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM”和美国专利号为5799005、题为“SYSTEM AND METHOD FOR DETERMINING RECEIVED PILOT POWER AND PATH LOSSINA CDMA COMMUNICATION SYSTEM”的专利中进一步详细描述了接收信号质量的测量。这两个专利都被转让给本发明的受让人，通过引用结合于此。
对于包括均衡器310的信号处理通路来说，可以用包括均方平均(MSE)在内的不同准则来估计信号质量。同样，对于发送TDM导频基准的CDMA系统来说，可在导频基准周期内估计MSE，并能计算如下MSE=1NSAMΣn=1NSAM|y(n)-y^(n)|2]]>方程(23)其中NSAM是累加误差并产生MSE的采样的数量。一般来说，一个或多个导频基准下在若干采样对均方误差进行平均，以获得期望的测量置信度。然后，使均方误差可以转化为等效的信噪比，表示如下S/NEQ=1MSE-1]]>线性方程(24)=10log(1MSE-1)dB]]>均衡器310所在的信号处理通道的S/NEQ可以与雷克接收机330所在的信号处理通路中的S/NRAKE作比较，从而选择能提供较好的S/N的信号处理通道来处理接收到的信号。
另一方面，雷克接收机330所在的信号处理通路求得的MSE(用方程23)可以与均衡器310所在的信号处理通路求得的MSE作比较，从而选择具有较佳MSE的信号处理通路。
对于HDR系统来说，在远程终端处估计S/N用于确定操作条件下远程终端能接收的最大数据速率。然后把最大数据速率发回到该S/N估计对象的基站。此后，基站以高达已识别的最大数据速率带对远程终端进行发送。
根据本发明，数据传输中的数据速率可以用多种方法进行估计。在一种方法中，如方程24所示，可以根据已算出的MSE对雷克接收机或均衡器估计S/N。然后，可用所有信号处理通道中的最佳S/N来确定能支持的最大数据速率。另外，MSE也能用来直接确定最大数据速率。最佳S/N、MSE或最大数据速率可发送至基站。
在某些操作条件下，均衡器所在的信号处理通路可以比雷克接收机所在的信号处理通路表现出更好的性能。例如，当S/N高时以及对于存在ISI的信道，均衡器所在的信号处理通路一般能表现得更好。雷克接收机用来处理多径，该多径也能引起ISI。实际上，雷克接收机可以看做一个具有L个抽头(L对应于指处理器的数量)的滤波器，每个抽头对应于一个可调节的时延。然而，雷克接收机并不能有效地降低由接收信号中频率失真所引起的ISI。
均衡器可以更有效地降低频率失真引起的ISI。这通过在试图最小化包括ISI总噪声时，产生与频率失真大致相反的响应来实现。均衡器因此“反转”了信道并试图消除多径效应。实际上，当滤波系数初始化为{0，…，0，1，0，…，0}时，每个滤波器410都等效于一个指处理器。随后，当零值系数得到适配后，改变滤波器的频率响应以均衡信道失真。因此，可以用均衡器有效地处理多径引起的ISI以及信道引起的ISI。
为了简单起见，对扩频通信系统已描述了本发明的许多方面和实施例。然而，这里描述的本发明的许多原理也能应用于非扩频通信系统，以及能选择性地实施直接序列扩展的通信系统，譬如HDR系统。
图4A和4B所示的滤波器410可以设计成任何长度(即具有任意多的抽头数和系数)。较多的抽头使滤波器410能较好纠正接收信号中的频率失真并能处理具有较大时偏的多径。然而，抽头较多意味着复杂度较大、均衡抽头的计算较复杂，并且收敛时间可能较长。因此抽头数是设计上的选择，是根据若干因素来选择的。这些因素包括费用、性能、复杂度、等等。例如，愿意在一个特定时间窗(例如，20微秒)上进行均衡，在这种情况下，抽头数便决定于采样率fSAMP。可以使用任意数量的抽头，并且这在本发明的范围之内。
这里描述的处理单元(例如，滤波器410、均衡器310、后处理器320、雷克接收机330、等等)可以用多种方法实现，譬如，在一个或多个专用集成电路(ASIC)中，设计数字信号处理器(DSP)、微控制器、微处理器、或其他电子电路来实现这里描述的功能。同样，处理单元也可以用多用途的或用来执行指令码的特别设计的处理器来实现这里描述的功能。因此，这里描述的处理单元可以通过硬件、软件或两者的组合来实现。
上述对较佳实施例的描述使任何本领域的一般技术人员都能做出或使用本发明。这些实施例的各种变化对本领域的一般技术人员来说都是显而易见的，这里定义的一般原则可以应用于其他实施例中，而不使用创造能力。因此，本发明不限于这里所示的实施例，而是要符合这里所揭示的原理和新颖特征的最宽泛的范围。
权利要求
1.一种在扩频通信系统中处理一个或多个信号的方法，其特征在于该方法包括接收并处理一个或多个信号以提供一个或多个采样流，以及第一次处理该一个或多个采样流以产生第一恢复码元流；其中第一次处理包括用均衡器均衡并组合一个或多个采样流以提供码元估计，以及处理码元估计以提供恢复码元流。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，处理码元估计包括用一个PN序列对码元估计进行去扩展以生成去扩展后的码元，以及对去扩展后的码元进行去覆盖以生成第一恢复码元流。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，去扩展和去覆盖是依据一个或多个接收信号的数据速率而选择进行的。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括用一个或多个雷克接收机第二次处理一个或多个采样流，以提供第二恢复码元流。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括估计与第一次和第二次处理相关的信号质量，以及根据已估计的此相关信号质量来选择第一次或第二次处理。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，根据码元估计和期望码元之间的均方误差(MSE)来估计与第一次处理相关的信号质量。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，部分根据均方误差来选定一个或多个信号的数据速率。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对第一次处理来说，均衡先于组合进行。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对于第一次处理来说，组合先于均衡进行。
10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括第一次适配均衡器中一个或多个滤波器的系数，其中一个滤波器工作以对一个或多个采样流中的每一个进行滤波。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，根据滤波器产生的滤波后的采样对每一个滤波器进行第一次适配。
12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，根据码元估计对一个或多个滤波器进行第一次适配。
13.如权利要求10所述的方法，其特征在于，将每个滤波器的系数初始化为一组特定值。
14.如权利要求10所述的方法，其特征在于，还包括识别正被接收并处理的一个或多个信号之一的一个大多径，以及根据一个对应于已识别的大多径的时偏进行第一次适配。
15.如权利要求10所述的方法，其特征在于，第一次适配试图使码元估计和期望码元之间的均方误差最小。
16.如权利要求10所述的方法，其特征在于，第一次适配试图使滤波器的滤波后的采样和期望码元之间的均方误差最小。
17.如权利要求10所述的方法，其特征在于，还包括对码元估计进行分层从而生成分层后的码元估计，以及用分层后的码元估计来进行第一次适配。
18.如权利要求10所述的方法，其特征在于，用有限脉冲响应(FIR)滤波器来进行第一次适配。
19.如权利要求10所述的方法，其特征在于，用时分复用(TDM)的导频基准来进行第一次适配。
20.如权利要求10所述的方法，其特征在于，用码分复用(CDM)的导频基准来进行第一次适配。
21.如权利要求10所述的方法，其特征在于，用最小均方(LMS)算法来进行第一次适配。
22.如权利要求10所述的方法，其特征在于，用递归最小平方(RLS)算法来进行第一次适配。
23.如权利要求10所述的方法，其特征在于，用直接矩阵反演(DMI)算法来进行第一次适配。
24.如权利要求10所述的方法，其特征在于，根据一个或多个缩放因数进行组合，给一个或多个采样流中的每一个一个缩放因数。
25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，还包括在组合之前对一个或多个缩放因数进行第二次适配。
26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，还包括对正被接收并处理的一个或多个信号的每一个识别大多径，以及根据各已识别的大多径初始化每个缩放因数。
27.如权利要求25所述的方法，其特征在于，根据码元估计进行第二次适配。
28.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括对均衡器中一个或多个滤波器的每一个的系数进行第一次适配，其中一个滤波器工作以对一个或多个采样流的每一个进行滤波；对用于组合的一个或多个缩放因数进行第二次适配。
29.如权利要求28所述的方法，其特征在于，第一次和第二次适配是分别并依次地进行的，其中第一次适配时使缩放因数保持固定，而第二次适配时则使若干滤波器的系数保持固定。
30.如权利要求28所述的方法，其特征在于，重复多次进行第一次和第二次适配。
31.如权利要求28所述的方法，其特征在于，在一个特定期望码元序列上重复多次进行第一次和第二次适配。
32.如权利要求28所述的方法，其特征在于，根据码元估计来进行第一次和第二次适配。
33.一种在通信系统中处理一个或多个信号的方法，其特征在于，该方法包括接收并处理一个或多个信号以提供一个或多个采样流；第一次处理该一个或多个采样流以提供第一恢复码元流，该第一次处理包含用一个均衡器均衡并组合该一个或多个采样流以生成码元估计，以及处理码元估计以提供第一恢复码元流；用一个或多个雷克接收机第二次处理该一个或多个采样流以提供第二恢复码元流；估计与第一次和第二次处理相关的信号质量；根据与此相关的已估计的信号质量来选择第一次或第二次处理。
34.如权利要求33所述的方法，其特征在于，还包括对均衡器中每个滤波器的系数进行适配。
35.如权利要求34所述的方法，其特征在于，用从一个或多个雷克接收机得到的信息对均衡器中每个滤波器的系数进行初始化。
36.如权利要求34所述的方法，其特征在于，对均衡器中每个滤波器的系数用时分复用(TDM)的导频基准或码分复用(CDM)的导频基准进行适配。
37.如权利要求34所述的方法，其特征在于，对均衡器中每个滤波器的系数是用最小均方(LMS)算法、递归最小平方(RLS)算法、直接矩阵反演(DMI)算法或它们的组合进行适配。
38.一种在通信系统中处理一个或多个信号的接收机单元，其特征在于，包括一个或多个预处理器，用来接收并处理一个或多个信号，以提供一个或多个采样流；连接一个或多个预处理器的均衡器，它接收、组合并均衡该一个或多个采样流，以生成码元估计；一个连接均衡器的后处理器，它接收并处理该码元估计以提供第一恢复码元流。
39.如权利要求38所述的接收机单元，其特征在于，还包括一个或多个连接一个或多个预处理器的雷克接收机，用来接收并处理一个或多个采样流，以生成第二恢复码元流。
40.如权利要求39所述的接收机单元，其特征在于，还包括一个控制器，它用于接收与第一和第二恢复码元流相关的信号质量估计，根据接收到的信号质量估计，为随后的处理选择第一或第二恢复码元流。
41.如权利要求38所述的接收机单元，其特征在于，均衡器包括一个或多个分别连接一个或多个预处理器的滤波器，每个滤波器接收各自的采样流，并且用一组系数对其进行滤波，以提供相应的滤波后的采样；一个连接该一个或多个滤波器的加法器，它从该一个或多个滤波器接收滤波后的采样并将其相加，以提供码元估计。
42.如权利要求41所述的接收机单元，其特征在于，均衡器还包括一个连接该一个或多个滤波器的系数调节单元，它用于对该一个或多个滤波器的一组或多组系数进行适配。
43.如权利要求42所述的接收机单元，其特征在于，系数调节单元根据从滤波器得到的滤波后的采样对每个滤波器的系数进行适配。
44.如权利要求42所述的接收机单元，其特征在于，系数调节单元根据码元估计对一个或多个滤波器的一组或多组系数进行适配。
45.如权利要求42所述的接收机单元，其特征在于，均衡器还包括一个连接加法器的分层器，它接收码元估计并对其进行分层，以提供分层后的码元估计，其中系数调节单元根据分层后的码元估计来对一个或多个滤波器的一组或多组系数进行适配。
46.如权利要求42所述的接收机单元，其特征在于，系数调节单元的工作实现一种适配算法，该算法选自最小均方(LMS)、递归最小平方(RLS)以及直接矩阵反演(DMI)算法构成的组。
47.如权利要求41所述的接收机单元，其特征在于，均衡器还包括一个或多个各自连接一个或多个滤波器的乘法器，每个乘法器接收滤波后的采样并用各自的缩放因数相乘，以提供缩放后的采样，其中加法器连接该一个或多个乘法器，它从该一个或多个乘法器接收缩放后的采样并将其相加，以提供码元估计。
48.如权利要求38所述的接收机单元，其特征在于，均衡器包括一个或多个相应连接一个或多个预处理器的乘法器，每个乘法器接收一相应的采样流并用相应的缩放系数相乘，以提供缩放后的采样；一个连接该一个或多个乘法器的加法器，它从该一个或多个乘法器接收缩放后的采样并将其相加，以提供相加所得的采样；一个连接该加法器的滤波器，它接收相加所得的采样，并且用一组系数对其滤波，以提供码元估计。
49.如权利要求48所述的接收机单元，其特征在于，均衡器还包括一个连接滤波器的系数调节单元，它根据码元估计对滤波器的系数组进行适配。
50.如权利要求49所述的接收机单元，其特征在于，均衡器还包括一个连接滤波器的限幅器，它接收码元估计并对其进行分层，以生成分层后的码元估计，其中系数调节单元根据分层后的码元估计来对滤波器的系数组进行适配。
51.如权利要求38所述的接收机单元，其特征在于，后处理器包括一个PN去扩展器，它用特定时偏的一个PN序列来接收码元估计并对其进行去扩展，以提供去扩展后的采样；一个连接该PN去扩展器的去覆盖单元，它用一个或多个信道化码对去扩展后的采样进行去覆盖，以提供第一恢复码元流。
52.一种在通信系统中处理一个或多个信号的接收机单元，其特征在于，接收机单元包括一个或多个预处理器，它们接收并处理该一个或多个信号，以提供一个或多个采样流；第一信号处理通路，其中包含连接该一个或多个预处理器的均衡器，它接收、组合并均衡该一个或多个采样流以码元估计，以及连接均衡器的后处理器，它接收并处理码元估计以提供第一去覆盖码元流；第二信号处理通路，其中包含一个或多个连接该一个或多个预处理器的雷克接收机，它们接收并处理该一个或多个采样流，以生成第二去覆盖码元流；一个控制器，它接收与第一和第二信号处理通路相关的信号质量估计，根据接收到的信号质量估计来选择第一或第二信号处理通路。
全文摘要
在一种达到较高S/N的方法中，一个或多个信号被接收并处理，以提供一个或多个采样流。在第一处理方案中，采样流在均衡器中被均衡并组合，以生成码元估计，它随后被处理(例如，去扩展和去覆盖)以提供第一恢复码元流。采样流在组合(414)之前被均衡(410)。在这种情况下，每个采样流用一组系数进行滤波并且用一个缩放因数(412)进行缩放。然后，组合所有流的缩放后的采样，以生成码元估计。另一方面，采样流可以在被均衡之前被组合。在这种情况下，每个采样流由一个缩放因数进行缩放。然后组合所有流的缩放后的采样，以生成相加后的采样，用一组系数进一步对它进行滤波从而生成码元估计。采样流也可以通过第二处理方案进行处理，它用一个或多个雷克接收机提供第二恢复码元流。可以估计出每个处理方案的信号质量并用它来选择第一或第二处理方案。
文档编号H04L25/03GK1449603SQ01813185
公开日2003年10月15日 申请日期2001年7月17日 优先权日2000年7月24日
发明者J·E·斯密, A·贾拉利 申请人:高通股份有限公司