专利名称：补偿传输信号基准线漂移的方法及相关电路的制作方法
技术领域：
本发明提供一种修正网络传输信号电平偏差的方法及相关电路，特别是指一种以传输信号中不同种类脉冲的数量来估计电平偏差进行对应修正的技术。
背景技术：
在网络通讯发达的现代信息社会，通过无边无界的网络，人们得以快速传输信号、交换信息、累积知识，共同促进科学技术的发展。而维持网络传输信号的品质及正确性，当然是网络通讯科技最重要的基础之一，也是现代信息产业界致力研发的课题。
请参考图1。图1为两使用者端10A、10B通过网络传输线18互相连接的示意图。使用者端10A、10B可以是网络的交换机、路由器或终端机；传输线18则是网络传输线，像乙太网络(Ethernet)的UTP(无屏蔽双绞线)(Unshielded Twisted Pair)5缆线。使用者端10A、10B间通过传输线18来传输信号。两使用者端中分别有变压器(transformer)16A、16B；以及用来与传输线18匹配阻抗的电阻R0a、R0b。使用者端10A中的发射器14A以差动的方式发出要通过网络传输的传输信号；也就是说，传输信号中有互为反相的正负传输信号，分别以不同的电连接途径传输。而这差动型式的传输信号由发射器14A的两输出端分别输出至节点P0A与节点P1A，然后再经过变压器16A输出至传输线18。差动形式的传输信号在经过传输线18的两条电连接途径后，传至使用者端10B。传输信号在经过变压器16B转换之后，以差动的形式分别传输至节点P0B与P1B，再分别传至接收器14B的两差动输入端，让使用者端10B得以经由传输线18接收到另一使用者端10A的传输数据。
在信号传输过程中，有许多传输问题必须克服；举例来说，为了要匹配传输线18的电特性，两使用者端分别使用了变压器16A、16B。但是变压器本身的高通(high pass)特性，却会滤去传输信号中的低频部分，影响到传输信号的信号电平。例如在乙太网络系统中，要传输的信号先在使用者端中经过特殊的编码(如MLT-3的编码方式)，才会继续输出至变压器、再通过传输线传至另一使用者端。经过编码后的传输信号会有一定的基准线(baseline)，对应于传输信号高低电平间的长期平均(long-term average)。就信号的电特性而言，传输信号的长期平均相当于传输信号低频成分；此一低频成分的大小和传输信号中电平不同的数字数据有关。当编码后的传输信号经过变压器而传输至传输线后，部分低频成分就会被变压器的高通特性滤除。等到传输信号经过传输线传至另一使用者端时，原来的低频成分已经部分丧失而会导致基准线漂移(baseline wander)的负面现象。
请参考图2。图2为图1的网络系统中，传输信号因基准线漂移而产生波形电平偏差的示意图；图2的横轴为即为时间。当使用者端10A(见图1)要传输数字数据给使用者端10B时，使用者端10A由发射器14A输出至节点P0A的传输信号波形，就如同图2中的波形S0所示。波形S0中分别以周期为T0、电平不同的三种脉冲来代表传输信号中的不同数字数据。举例来说，在时段Tp中，就有多个周期电平为高电平的第一脉冲，用来代表传输信号中的多个数字数据“1”；时段Tn中有一个周期的低电平的第二脉冲，代表传输信号中的一个数字数据“-1”；时段Tz中则有一个周期的零电平(即电平L0)第三脉冲，代表一个数字数据“0”。传输信号以其波形S0中的“1”、“0”、“-1”来编码形成传输信号中的数字数据。而传输信号中的基准线(相当于波形S0中的低频部分)在经由传输线18传输至节点P0B后，部分的低频成分就会被变压器滤去，而被滤除的部分低频成分，就如同图2中的波形D所示(水平虚线则标示出零电平的电平L0，做为参考)。如波形D所示，在时段Ta中，因为高电平的第一脉冲数量远比低电平的第二脉冲的数量多，波形S0的长期平均较高，所以波形D也会随时间渐增，而随时间t呈现如(1-c·exp(f/τ))的缓升波形(其中τ、c为常数，exp为指数函数)。相对地，在时段Tb中，第一脉冲的周期数与第二脉冲的周期数相差不多，波形S0的长期平均也因此而减少；在这种情形下，波形D随时间t以exp(t/τ)的缓降波形，对应由时段Ta中较高长期平均转换至时段Tb中较低长期平均的过程。同理，在时段Tc中，高电平第一时钟的周期数又远比低电平第二时钟的周期数多，使波形S0的长期平均再度增加，波形D也会再度呈现(1-c·exp(t/τ))的缓升波形，对应由时段Tb的较低长期平均转换为时段Tc的较高长期平均的过程。
如前所述，当传输信号经过由使用者端10A的变压器16A、传输线18传输至另一使用者端10B的变压器16B后，传输信号波形中的长期平均的部分低频成分就会被滤去；因此，在使用者端10B的节点P0B所接收到的传输信号，就如图2中波形S所示。简单地说，波形S是波形S0减去波形D后所形成的。由于波形S0中原本的基准线的部分低频成分(即波形D)在传输过程中被滤除，造成波形S中的基准线漂移；波形S中用来代表数字数据的各脉冲，其电平也随之漂移。一旦各脉冲的电平漂移，传输信号中的数字数据就不能被正确地解读出来。一般来说，使用者端12B中的接收器14B以一定的电平来决定波形S中各脉冲所代表的数字数据；如图2中水平虚线所标出的电平Lp及Ln。高于电平Lp的脉冲被解读为代表“1”的第一脉冲，低于电平Ln的脉冲被解读为代表“-1”的第二脉冲。然而，当传输信号在节点P0B因基准线漂移而造成波形S中的电平偏移时，接收器14B就不能正确地解读出传输信号中的数字数据。如图2中所示，在时段Te1及时段Te2间，波形S因为失去了长期平均的低频成分(波形D)而向下偏移，造成第一脉冲的电平也向下偏移而低于电平Lp，这样一来在这两个时段中原本为高电平的第一脉冲，就会因基准线漂移而无法被正确地解读，因而造成数据传输的错误。虽然图2中以差动形式传输信号中的正传输信号(由节点P0A传至节点P0B)为例来说明基准线飘移的情形，但如本领域的技术人员所知，由节点P1A传至P1B的负传输信号也会受到相同基准线漂移的影响。
发明内容
因此，本发明的主要目的在于提供一种补偿传输信号电平偏差的方法及相关电路，以克服传输信号在传输过程中的基准线漂移。
本发明提供一种补偿传输信号基准线飘移的方法，该传输信号包含有多个第一脉冲与多个第二脉冲，用来代表该传输信号中不同的数字数据，该方法包含有根据该第一脉冲的数量与该第二脉冲的数量，产生对应的累计结果，以估计该传输信号的电平偏差；以及根据该累计结果补偿该传输信号的基准线漂移。
本发明提供一种信号补偿电路，用来补偿一传输信号的电平偏差；该传输信号包含有多个第一脉冲与多个第二脉冲，用来代表该传输信号中不同的数字数据；该信号补偿电路包含有一计数器，用来根据该第一脉冲的数量与该第二脉冲的数量，产生对应的累计结果，以估计该传输信号的电平偏差；并根据该累计结果产生对应的控制信号；以及一修正电路，用来根据该控制信号补偿该传输信号。
图1为一典型网络系统传输信号的示意图。
图2为图1中网络各相关信号的波形示意图。
图3A为本发明中信号补偿电路用于一网络系统的功能方块图。
图3B为图3中控制电路的功能方块图。
图4A、图4B及图5为图3A中信号补偿电路运行时各相关信号的波形时序图。
图6为图3中信号补偿电路补偿差动形式传输信号的示意图。
附图的符号说明10A、50使用者端 14A发射器30信号补偿电路16A、32变压器18传输线 34A、34B电流模块36接收器 38控制电路38A、38B控制信号40修正电路41A、42A、41B、42B偏压电路46A、48A、46B、48B受控电流源52A、52B限幅器5 53A、53B电平触发器
54A、54B权值调整器 55A、55B取样器56计数器 Lc0初始值LcP第一预设值 LcN第二预设值Lc1第一临界值 Lc2第二临界值LtP第一触发值 LtN第二触发值dV第一补偿值 dV2第二补偿值a1、a1′第一加权值 a2第二加权值clk时钟T0周期Sc、Tr1、Tr2、cnt、S、a1w、ScN波形Ta、Tb、Tc时段R0、R0a电阻R1第一电阻R2第二电阻Ic1、Ic2补偿电流 Vc1、Vc2补偿电压Vcm共模电压源t0-t6、t4b、t5b、t12、t13时点P0A、P1A、N1-N5、N7a、N7b、N8a、N8b、N9a、N9b、N10节点具体实施方式
请参考图3A。图3A为本发明中信号补偿电路30用于一网络系统的示意图。使用者端10A与50通过网络传输线18互相连接；使用者端10A与50可以是终端机、路由器或是网络的交换机；做为网络传输线的传输线18则可以是乙太网络的UTP5缆线。使用者端10A与50分别使用发射器14A与接收器36处理信号的传收。使用者端10A与50中分别有变压器(trahsformer)16A、32；以及用来匹配组抗的电阻R0a及R0。使用者端10A中的发射器14A产生差动形式的传输信号，其中的正、负传输信号就分别由节点P0A、P1A馈送至传输线18；使用者端50中的接收器36则用来接收由传输线18传至节点N3、N4的差动形式传输信号。
为了要补偿接收器36接收到的传输信号(例如说是MLT-3编码的信号)的基准线漂移，使用者端50中另设有一信号补偿电路30。信号补偿电路30中设有一控制电路38与一修正电路40。控制电路38根据节点N3、N4的传输信号，估计出传输信号的电平偏移，并产生对应的控制信号38A及38B。修正电路40则依据控制电路38的控制信号38A、38B来补偿基准线漂移。差动形式的传输信号在经过使用者端50的变压器32之后，其正负传输信号分别在节点N1、N2输入至修正电路40。在修正电路40中，传输差动形式传输信号的两信号途径上(即由节点N1至N3以及由节点N2至N4的两条电连接途径)，则分别设有第二电阻R2以及电流模块34A、34B。在此差动传输的两信号途径的节点N3、N4，再各经由一第一电阻R1于节点N5电连至共模(common-mode)电压源Vcm。以100Base-T的MLT-3编码为例，共模电压源Vcm供应的直流电压为1.8伏特。
修正电路40中的电流模块34A及34B各有受控电流源46A、48A、46B与48B；偏压电路41A、42A、41B及42B则用来提供适当的偏压给电流模块34A、34B，使各受控电流源能正常操作。受控电流源48A、48B的电流大小由控制电路38产生的控制信号38A来控制；受控电流源46A、46B的电流大小则受控制电路38的控制信号38B控制。电流模块34A中的受控电流源46A、48A两者合起来可在节点N3处提供补偿电流Ic1；电流模块34B中的受控电流源48B、46BA则可在节点N4处一起产生补偿电流Ic2。补偿电流Ic1注入节点N3、N5间的第一电阻R1后，建立补偿电压Vc1。补偿电流Ic2注入节点N4、N5间的第一电阻R1后，则建立补偿电压Vc2。差动形式的传输信号在经过节点N1、N2后，其正负传输信号分别经过第二电阻R2的分压，再分别传输至节点N3、N4。以差动形式传至节点N3、N4的传输信号，其正负传输信号的信号电压电平以共模电压源Vcm为电压电平的中心，以第二电阻R2作为负载，分别再附加上补偿电压Vc1及Vc2。在较佳实施例中，补偿电流Ic1及Ic2的大小实质相等，再配合电阻值相同的两第一电阻R1，补偿电压Vc1及Vc2的大小也相等。经过补偿电压补偿后的传输信号，在节点N3、N4以差动的方式传输至接收器36，达到将传输信号由使用者端10A传输至使用者端50的目的。
修正电路40中以控制电路38的控制信号38A、38B来控制修正的时机与幅度；而本发明中控制电路38的功能方块图，请进一步参考图3B。在以下讨论的实施例中，控制电路38根据差动形式传输信号的正传输信号来对应地产生控制信号38A、38B；故控制电路38的输入为节点N3的正传输信号。在控制电路38中设有限幅器(slicer)52A、52B，权值调整器54A、54B以及计数器56。以上各功能方块都以时钟clk来控制其运行；在较佳实施例中，时钟clk与传输信号中各脉冲的周期同步，周期的长短都是周期T0(详见图2)。限幅器52A中设有电平触发器53A及取样器55A；电平触发器53A能被节点N3的传输信号中电平高于一第一触发值的脉冲所触发，再经由取样器55A随时钟clk的控制来将一对应的第一触发信号输出至节点N7a。同理，限幅器52B中的电平触发器53B则能被节点N3传输信号中电平低于一第二触发值的脉冲所触发；并经由取样器55B将触发的第二触发信号随时钟clk的控制输出至节点N7b。权值调整器54A根据节点N3传输信号的电平产生一对应的第一加权值，并输出至节点N8a；权值调整器54B则能产生一第二加权值，并输出至节点N8b。节点N7a的第一触发信号与节点N8a的第一加权值相乘，并将乘积输出至节点N9a；节点N7b的第二触发信号则与节点N8b的第二加权值相乘，并将乘积输出至节点N9b；上述两项乘积在加法器58中相减，并将相减的结果经由节点N10传送至计数器56。计数器56根据节点N10的输入累计而产生一累计结果，并根据累计结果来产生控制信号38A、38B。借助控制信号38A、38B，控制电路38就能控制修正电路40的运行，适当地补偿节点N3、N4传输信号的电平偏差。
至于本发明中控制电路38运行的情形，请参考图4A、4B。图4A、4B为信号补偿电路30运行期间各相关信号的波形时序图；各图的纵轴为时间。请先参考图4A。图4A由上而下排列的分别是节点N3传输信号的波形Sc、节点N7a第一触发信号的波形Tr1、节点N7b第二触发信号的波形Tr2，以及计数器56累计结果数值变化的波形cnt。如前所述，限幅器52A根据传输信号中电平大于第一触发值的脉冲而产生对应的第一触发信号；图4A中水平虚线即代表第一触发值LtP的电平。随着时钟clk的控制，第一触发信号的波形Tr1在传输信号波形Sc大于第一触发值LtP时变成高电平(代表数字“1”)，并在波形Sc小于第一触发值LtP时变为低电平(代表数字“0”)。根据相似的运行原理，限幅器52B所产生的第二触发信号被波形Sc中电平低于第二触发值LtN的脉冲触发为高电平；并在波形Sc中电平高于第二触发值LtN时变为低电平，如第二触发信号的波形Tr2所示。在本发明中，第一触发值LtP根据第一脉冲的高电平而设定，而波形Tr1中维持为高电平(即数字“1”)的期间，其实就和传输信号波形Sc中第一脉冲持续的时间对应。同理，第二触发电平LtN根据第二脉冲的低电平而设定，波形Tr2中维持为数字“1”的期间，就和波形Sc中第二脉冲持续的时间对应。
如前所述，控制电路38中第一加权值与第一触发信号相乘、第二加权值与第二触发信号相乘，在相减后输入至计数器56，由计数器56累计于累计结果中；而累计结果数值变化的波形就如波形cnt所示。如时点t0至t1间，随着时钟clk与传输信号同步的触发，波形Tr1中的数字“1”与第一加权值a1相乘而累加至计数器56的累计结果中；波形Tr1中代表高电平第一脉冲的数字“1”随时间延续，累计结果也随时钟clk的触发而累加；每次累加的幅度是第一加权值a1。在同一时段中(时点t0至t1)，波形Tr2维持为数字“0”，代表此一时段中传输信号中并没有第二脉冲，累计结果在此时段内的数值变化也不受到第二加权值的影响。直到累计结果的数值累加至一第一预设值LcP(如图4A中水平虚线所标示)时，计数器56就以对应的控制信号38A、38B控制修正电路40，将节点N3传输信号的电平向上补偿一预设的补偿值dV。如图4A中的波形cnt所示，在时点t1时，累计结果的数值累计至第一预设值LcP，修正电路40(详见图3A)就在对应时间借助控制信号38B将波形Sc向上修正预设的第一补偿值dV。在此同时，一旦累计结果累计至第一预设值LcP后，累计结果就会重设(reset)至一初始值Lc0(如图4A中水平虚线所标示)，重新由此初始值开始累加。举例来说，到了时点t2，限幅器52B根据波形Sc中的第二脉冲触发波形Tr2中的数字“1”，使得累计结果减少，减少的幅度是第二加权值a2。在时点t3到t4间，因为波形Tr1中持续的数字“1”，累计结果的数值又不断增加，直到时点t4时再度达到第一预设值LcP。此时计数器56再度以控制信号38A、38B控制修正电路，使传输信号的波形Sc继时点t1后再度向上补偿一个第一补偿值dV的幅度；而累计结果也会再度重设回初始值Lc0。
在时点t4至t5间，累计结果再度随波形Tr1中的数字“1”而每次累加第一加权值a1，在时点t4b时则因波形Tr2中的数字“1”而每次递减第二加权值a2，并再度于时点t5达到第一预设值LcP，并在对应时间再度将传输信号波形Sc向上修正一个第一补偿值dV的幅度。总而言之，在本发明中，每当累计结果增加至第一预设值LcP，控制电路38就会以控制信号38A、38B控制修正电路40，来对应地修正传输信号的波形Sc。
为了避免上述过程中向上修正的幅度过大，本发明中另设有一机制来控制向上修正的时机。当传输信号波形Sc超过一第一临界值Lc1时，权值调整器54A就将第一加权值a1的值按照预设的方式减少。像在图4A中所示，在时点t5时，补偿后的传输信号波形Sc已经超过第一临界值Lc1了，故权值调整器54A将第一加权值a1减少为一个新的第一加权值a1′。在随后的累加过程中，当累计结果随波形Tr1中的数字“1”而累加时，累加的幅度是这个更新后的第一加权值a1′。如图4A中所示，累计结果的数值波形cnt在时点t5之后累计成长的趋势就会减缓，达到第一预设值LcP的时间也会随之加长，这是因为第一加权值a1′的数值较小的结果。随着累计结果达到第一预设值LcP的时间拉长，传输信号波形Sc也要等更长的时间才向上修正，使得传输信号不再频繁地向上补偿，以避免向上修正的幅度过大。若传输信号的电平再度超越第一临界值Lc1，第一加权值还会再进一步的减少，使得累计结果要花更多的时间才会再达到第一预设值LcP；在相邻两次向上修正传输信号的时点间，也要经历更长的时间。在较佳实施例中，在逐次调整并减少第一加权值时，第一加权值随指数率(exponential)减少；换句话说，在第n次调整第一加权值时，其第一加权值可由a1(n)＝c*a1(n-1)算出；其中a1(n)代表第n次调整时的第一加权值，a1(n-1)代表第(n-1)次调整时的第一加权值，c为一小于1的常数(例如0.5)。同时，在较佳实施例中，第二加权值a2的数值一直维持不变。如在图4A中的时点t5b，当累计结果因波形Tr2的数字“1”而减少时，减少的幅度仍然与时点tb4时减少的幅度相同，一样都是一个第二加权值a2的幅度。
上述本发明的补偿过程，其原理可描述如下。如前所述，传输信号中高电平的第一脉冲使传输信号的长期平均增加，因而造成传输信号中缓升的基准线；相反地，低电平的第二脉冲则使传输信号的长期平均减少，造成传输信号中缓降的基准线。因此，本发明中第一触发信号的波形Tr1以及第二触发信号的波形Tr2，是分别用来累计第一脉冲与第二脉冲随时间增加的周期数。随着第一脉冲周期数的增加，第一触发信号波形Tr1中的数字“1”的个数也随时间增加，反应传输线中基准线应该缓升的情形。由于在节点N3的传输信号已在传输过程中失去缓升的基准线，整体波形呈现缓降的趋势(请参考图2及相关说明)；此时即应对传输信号加以正向的补偿，使其电平向上修正。至于第一加权值与第二加权值，则用来估计基准线缓升缓降的趋势；简言之，是基准线随时间变化的斜率(slope)。基准线实际的漂移值，可由时间与基准线相对于时间变化的斜率两者的乘积来表示；其中基准线缓升的时间可由波形Tr1中数字“1”随时间的累积来表示，缓升的斜率则由第一加权值来表示；另一方面，基准线缓降的时间可由波形Tr2中数字“1”随时间的累积来表示，缓降的斜率则由第二加权值来表示。将缓升时间与第一加权值的乘积，再减去缓降时间与第二加权值的乘积(相减是因为第二加权值取为正值，故以减法来表示缓降的负斜率)而累计于计数器56的计数结果中，就能估计基准线漂移值。一旦漂移值正向增加至某一程度，代表传输信号已经向下偏移同样程度，此时就应该对传输信号做正向的补偿，拉高传输信号的电平。这也就是本发明过程中，当累计结果增加至第一预设值LcP时，就对传输信号波形Sc做正向补偿，将其电平增加一个第一补偿值dV。第一补偿值dV与第一预设值LcP之间可以有一定的对应关系，以正确地补偿传输信号的基准线漂移。
当然，基准线缓升缓降的斜率其实并非定值，而是随时间变化的。如图2中波形D于时段Ta及Tc中的情形，可看出在时段开始时，波形D上升的速度较快，代表斜率较大，单位时间上升的幅度较多；到了时段的后半部，上升的趋势就开始趋缓，单位时间中上升的幅度较小。在本发明中用来表示基准线变化斜率的第一加权值与第二加权值，也有一定的机制来反应其随时间的变化。如前所述，当累计结果增加至第一预设值LcP时，就对传输信号做正向补偿。然而，若正向补偿的幅度过大，就表示第一加权值与第二加权值所估计的斜率已经不当，此时就可调整第一加权值与第二加权值，适当地反应基准线斜率随时间而改变的情形。由前面的讨论可知，基准线缓升缓降的斜率都随时间呈现指数函数的变化，故在本发明的较佳实施例中，仅改变第一加权值就可反应斜率随时间的变化，第二加权值则可维持于定值，这样也可简化控制电路38的控制程序及实际电路。而权值调整器54A在传输信号波形Sc大于第一临界值Lc1时，将第一加权值以指数率减少，以修正对基准线斜率的估计。当传输信号向上修正的幅度过大而超越第一临界值Lc1时，代表传输信号变化的趋势已经趋缓，不需再频繁地向上修正；变小的第一加权值就能代表传输信号趋缓的斜率；而累计结果数值增加的趋势也趋缓，以对应于趋缓的基准线变化。每次传输信号超越第一临界值Lc1时，第一加权值就再度减少，反应基准线变化的斜率。
请继续参考图4B。图4B为本发明信号补偿电路38在另一种情况下运行时各相关信号的波形时序图；图4B的横轴即为时间。同图4A的图例，图4B中由上而下排列的是传输信号的波形Sc、第一触发信号的波形Tr1、第二触发信号的波形Tr2以及累计结果数值变化的波形cnt。相对于图4A中的情形，图4B中传输信号波形Sc中高电平第一脉冲的数目与低电平第二脉冲的数目相差不多，使基准线的波形呈现缓降的趋势(详见图2及相关讨论)。虽然累计结果同样根据波形Tr1中的数字“1”而以第一加权值a1的幅度增加、并根据波形Tr2中的数字“1”而以第二加权值a2的幅度渐减，但与图4A相比，在图4B中波形Tr1中出现数字“1”的次数相对较少，而图4B中波形Tr2中出现数字“1”的次数则相对较多，而使累计结果不断减少，甚至小于累计结果每次重设的初始值Lc0。当累计结果逐渐减少而达到一预定的第二预设值LcN(由图4B中水平虚线表示)时，计数器56就重设累计结果为初始值Lc0，并以控制信号38A、38B控制修正电路将传输信号的波形向下修正一第二补偿值dV2。累计结果由初始值Lc0渐减，代表基准线呈现缓降的趋势，相对地在节点N3传输信号的波形Sc就呈现缓升的情形。所以本发明中在累计结果减少至第二预设值LcN时，就将波形Sc向下补偿修正。如在时点t12与t13，累计结果都减至第二预设值LcN，因此传输信号的波形Sc也都向下修正一个第二补偿值dV2的幅度。
相似于图4A中的情形，基准线向下漂移的趋势会随时间趋缓，代表波形Sc向上偏移的趋势也会趋缓，此时若仍继续频繁地向下修正，波形Sc反而会被过度补偿而无法维持正确的电平。所以，权值调整器54A适当地调整第一加权值的大小，以反应传输信号偏移趋势的改变；当传输信号波形Sc的电平低于一预设的第二临界值Lc2时，权值调整器54A就会增加第一加权值的大小，以反应趋缓的偏移。如在图4B所示，在时点t13时，波形Sc降低至第二临界值Lc2，而第一加权值也会由原先的a1增加为a1′。如此一来，累计结果因为频繁的第二脉冲而渐减的趋势就会减缓，要较长时间才能减少至第二预设值LcN，而向下修正传输信号的时间也会延迟而不再频繁，以适度地配合传输信号趋缓的上升趋势。
综合图4A、图4B的技术可看出，在本发明中，计数器56的累计结果随传输信号中高电平第一脉冲的周期数增加而每次累加第一加权值，并随第二脉冲的周期数增加而每次递减第二加权值，以估计传输信号增减的情形。当累计结果达到第一预设值LcP时，计数器56控制修正电路40将传输信号的电平拉高一第一补偿值dV的幅度，补偿向下偏移的传输信号；当累计结果递减至第二预设值LcN时，计数器56则将传输信号的电平减低一第二补偿值dV2的幅度，补偿向上偏移的传输信号。另外，传输信号的电平升高超过第一临界值Lc1时，权值调整器54A减少第一加权值的数值，来反应传输信号电平上升速度趋缓的情形；当传输信号的电平降低超过第二临界值时，第一加权值的数值则增加，以反应传输信号电平下降速度趋缓的情形。
请参考图5。图5为较长时间标度下，本发明补偿修正传输信号时各相关信号波形时序的示意图；图5的横轴即为时间，由上而下排列的则是未补偿的传输信号波形S、经本发明补偿后的传输信号波形Sc、累计结果数值变化的波形cnt以及第一加权值的数值随时间变化的波形a1w。由图5可看出，在时段Ta中，失去基准线的传输信号波形S原本向下飘移，此时累计结果的数值不断累积而反应此时段中较多的第一脉冲(故有较大的长期平均)；再配合时段启始时较大的第一加权值，累计结果在较短的时间内就累积至第一预设值LcP，使得计数器56较频繁地控制修正电路40将传输信号向上修正。随着时间推移，频繁地向上修正过度修正原本下偏的传输信号，此时第一加权值就适当地减少(如波形a1w所示)，使累计结果增加的幅度趋缓，正可反应传输信号向下偏移趋势也减缓的情形。到了时段Tb，传输信号中的第一脉冲与第二脉冲周期的数量相近，造成较低的长期平均，传输信号向上飘移，累计结果也会因为较小的第一加权值、较频繁出现的第二脉冲而负向累积。在时段开始时，累计结果快速地由初始值Lc0负向累积至第二预设值LcN，使得修正电路较频繁地将传输信号向下修正。随时间推移，频繁地向下修正过度补偿原本向上偏移的传输信号，此时第一加权值也适当地逐渐增大，使计数结果负向累积的趋势减缓，恰能反应传输信号向上偏移趋势减缓的情形。
在实际实施时，修正电路40中的受控电流源可包含多个电流单元联合形成；每个电流单元接通后可定量地提供一定的电流(譬如说是电流dI)。要增加受控电流源的电流，可增加接通的电流单元；要减少受控电流源的电流，可减少接通的电流单元。当控制电路38要控制修正电路增减传输信号的电平时，就可用控制信号38A、38B来控制受控电流源46A、46B、48A、48B(详见图3A)。要增加节点N3处传输信号的电压电平，只要增加受控电流源46A、46B中接通的电流单元，使补偿电流Ic1、Ic2增加电流dI，就能以共模电压源Vcm为基准、将R1*dI的电压值增加到节点N3传输信号的电压电平。如前的讨论，本发明中每次增加传输信号电平的幅度是第一补偿值dV；因此第一补偿值dV就能以适当的电流dI及第一电阻R1的阻值来设计达成。同理，要减少节点N3传输信号的电压电平，就可将受控电流源48A、48B中接通的电流单元增加，使补偿电流Ic1、Ic2减少电流dI2，节点N3传输信号的电压电平就能以共模电压源为基准减少电压值R1*dI2。因此，第二补偿值dV2就能以适当的电流dI2及第一电阻R1的阻值来达成。在较佳实施例中，第一补偿值dV与第二补偿值dV2是实质相等的，即电流dI与dI2实质相等。
虽然以上讨论针对节点N3传输信号，但由修正电路40的构造可看出，在节点N4的反相传输信号也会得到对应的补偿。请参考图6。图6为本发明信号补偿电路30修正差动形式传输信号中正负传输信号的示意图；图6的横轴为时间。波形Sc为节点N3传输信号的波形；波形ScN为节点N4传输信号的波形。因为图3A中修正电路40以共模电压源Vcm为基准，对称地设置两第二电阻R2、两第一电阻R1及相关受控电流源；由传输线18分别传输至节点N3、N4的反相正负传输信号也就以共模电压的电压电平(图6中标示为Vcm的水平虚线)为中心而互为镜射，如图6中所示。当同受控制信号38B控制的受控电流源48A、48B增加电流，补偿电流Ic1、Ic2都减少，跨接于两第一电阻R1的补偿电压Vc1、Vc2，其电压幅度也对应地减少；而补偿电压Vc1、Vc2的正负方向则如图3A中所示的互为反相，因此波形Sc及波形ScN也就正确地得到互为反相的等量补偿。在节点N3、N4的差动形式传输信号能被正确补偿而减少基准线飘移的程度，使用者端50中的接收器36也就能正确地取回(retrieve)传输信号中的数字数据。
如前面所讨论过的，在上述实施例(以下称第一实施例)中，将第二加权值a2固定而改变第一加权值以反应波形D先缓升再缓降的趋势改变的情形。当然，本发明也可以采用将第一加权值a1固定而改变第二加权值a2的方式来反应波形D先缓降再缓升的趋势。在此第二实施例中，增加第二加权值a2的时机就对应于第一实施例减少第一加权值a1的时机；减少第二加权值a2的时机也就对应于第一实施例增加第一加权值a1的时机。
与公知未能补偿基准线漂移而导致数字数据不能正确取还的情况相比较，本发明能利用计数器中的累计结果估计基准线漂移的情况，进一步适当地补偿基准线漂移，故能确保传输信号中的数字数据能被正确接收解读，不受传输过程影响，并使网络传输资料、交流知识的功能得以完全发挥。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与改进，皆应属本发明专利的涵盖范围。
权利要求
1.一种补偿传输信号基准线飘移的方法，该传输信号包含有多个第一脉冲与多个第二脉冲，用来代表该传输信号中不同的数字数据，该方法包含有根据该第一脉冲的数量与该第二脉冲的数量，产生对应的累计结果，以估计该传输信号的电平偏差；以及根据该累计结果补偿该传输信号的基准线漂移。
2.如权利要求1的方法，其中该补偿步骤还包含有根据该累计结果补偿该传输信号的电平偏差后，重设该累计结果为初始值。
3.如权利要求1的方法，其中该第一脉冲的电平大于该第二脉冲的电平；随着该第一脉冲数量的增加而增加该累计结果，并随该第二脉冲数量的增加而减少该累计结果。
4.如权利要求3的方法，其中当补偿该传输信号的电平偏差时，若该累计结果大于第一预设值，则将该传输信号的电平增加第一补偿值；若该累计结果小于第二预设值，则将该传输信号的电平减少第二补偿值。
5.如权利要求3的方法，其中当该第一脉冲的数量增加一个的时候，将该累计结果增加第一加权值以增加该累计结果；当该第二脉冲的数量增加一个的时候，将该累计结果减少第二加权值以减少该累计结果。
6.如权利要求5的方法，其中若该传输信号的电平超过第一临界值，则减少该第一加权值；若该传输信号的电平低于第二临界值，则增加该第一加权值。
7.如权利要求6的方法，其中当减少该第一加权值时，以指数方式减少该第一加权值；当增加该第一加权值时，亦以指数的方式增加该第一加权值。
8.一种信号补偿电路，用来补偿一传输信号的电平偏差；该传输信号包含有多个第一脉冲与多个第二脉冲，用来代表该传输信号中不同的数字数据；该信号补偿电路包含有一计数器，用来根据该第一脉冲的数量与该第二脉冲的数量，产生对应的累计结果，以估计该传输信号的电平偏差；并根据该累计结果产生对应的控制信号；以及一修正电路，用来根据该控制信号补偿该传输信号。
9.如权利要求8的信号补偿电路，其中当该修正电路根据该控制信号补偿该传输信号后，该计数器重设该累计结果为初始值。
10.如权利要求8的信号补偿电路，其中该第一脉冲的电平大于该第二脉冲的电平；该计数器随着该第一脉冲数量的增加而增加该累计结果，并随该第二脉冲数量的增加而减少该累计结果。
11.如权利要求10的信号补偿电路，其中当该修正电路补偿该传输信号时，若该累计结果大于第一预设值，则对应的控制信号致使该修正电路将该传输信号的电平增加第一补偿值；若该累计结果小于第二预设值，则对应的控制信号致使该修正电路将该传输信号的电平减少第二补偿值。
12.如权利要求10的信号补偿电路，其中当该第一脉冲的数量增加一个的时候，该计数器将该累计结果增加第一加权值以增加该累计结果；当该第二脉冲的数量增加一个的时候，该计数器将该累计结果减少第二加权值以减少该累计结果。
13.如权利要求12的信号补偿电路，其还包含有一权值调整器，用来决定该第一加权值，其中若该传输信号的电平超过第一临界值，则该权值调整器减少该第一加权值；若该传输信号的电平低于第二临界值，则该权值调整器增加该第一加权值。
14.如权利要求13的信号补偿电路，其中当该权值调整器减少该第一加权值时，以指数方式减少该第一加权值；当增加该第一加权值时，亦以指数的方式增加该第一加权值。
15.如权利要求8的信号补偿电路，其还包含有一限幅器(slicer)，用来计数该第一脉冲的数量。
16.如权利要求15的信号补偿电路，其中该限幅器中包含有一电平触发器及一取样器。
17.如权利要求8的信号补偿电路，其还包含有一限幅器，用来计数该第二脉冲的数量。
全文摘要
本发明提供一种补偿传输信号电平偏差的方法，该传输信号以网络传输线传输，该传输信号包含有多个第一脉冲与多个第二脉冲，用来代表该传输信号中不同的数字数据，该方法包含有根据该第一脉冲的数量与该第二脉冲的数量，产生对应的累计结果，以估计该传输信号的电平偏差；以及根据该累计结果修正该传输信号的基准线漂移。
文档编号H04B15/00GK1433160SQ0210206
公开日2003年7月30日 申请日期2002年1月18日 优先权日2002年1月18日
发明者叶泽贤 申请人:威盛电子股份有限公司