专利名称：直接转换接收机的干扰减少的制作方法
背景技术：
1.发明所属领域本发明通常涉及射频(RF)接收机，尤其涉及补偿混频器中出现的不期望的DC偏移。
2.相关技术为了更好地处理射频(RF)信号，大多数RF接收机将接收的RF信号转换为被称为基带频率的较低频率。以基带频率处理RF信号所执行的滤波和放大，与以RF进行精确处理所需要执行的滤波和放大相比，只需要价格更加低廉的电子元件。通常，RF接收机使用混频器将接收到的RF信号转换到一个较低频率，同时保存接收信号中的调制信息。由于混频或者在接收的RF信号和来自本地振荡器(LO)的基准频率之间的差异产生频率漂移。RF信号和LO频率之间的差是较低的频率或基带频率。
将RF信号转换为较低频率的信号的处理被称作降频转换。RF接收机具有将接收的RF信号降频转换为基带信号的功能。直接转换接收机通过混频接收的RF信号和其频率等于接收的RF频率的LO信号，直接将接收的RF信号降频转换为基带信号。
一个传统的混频器的例子是通常公知的″吉尔伯特单元″。混频器包括多个晶体管和RF输入端。输入到吉尔伯特单元的是比如电压的LO信号，其中LO信号的振荡导致电流在一对晶体管之间的转换。这个转换处理导致RF信号同本地振荡信号的混频，从而导致输出基带信号，也就是一个被降频转换了的接收的RF信号。基带信号包括有意义的信息。在一些通信标准(包括许多无线标准)中，信息位于直流电(DC)中。
当使用了差分信号时，总会出现DC偏移。如上所述，在一些标准中，需要的信息位于DC中。因此，在电路中固有的DC偏移必须被提取出来或从需要的信息的DC中去除。这里有几个结构，其中的DC偏移可能在直接转换接收机中产生不良干扰。第一种是由于LO电路靠近RF电路，导致LO泄漏(连接)返回到RF输入。因为LO强度通常保持恒定，导致来自LO泄漏的DC偏移不随时间而改变。这样的偏移被称为静态DC偏移。
第二种干扰信号，也称阻滞，可能泄漏到LO输入端上。干扰信号的例子包括，但不仅限于，来自附近的另一个通信装置的信号，该信号使用了部分频谱，所述的频谱是与RF信号所使用的频谱相近似的频谱，所述的RF信号是经直接转换接收机降频转换的。在无线标准中，另一个常见的干扰的例子是来自在相同的通信装置中的发射单元。与干扰信号有关的泄漏到LO输入端上的信号被称为干扰泄漏信号。因此，在LO输入端上的泄漏信号与混频器中出现在RF输入信号中的干扰信号混频降频，在混频器的输出端产生随干扰信号强度变化而变化的DC偏移。因为产生的DC偏移是随干扰信号的强度而变化的，所以这样的DC偏移是动态DC偏移。
第三种，混频器中的偶数阶非线性(even-order nonlinearities)可能在直接转换接收机中导致严重的失真。直接转换接收机使用多个在单个芯片上制造的晶体管。如果包括晶体管的面积和掺杂浓度在内的物理参数不是平衡的，无论差多么小，都将导致所述的晶体管和理想的晶体管的执行有所不同。在传统的集成电路(IC)晶体管芯片内制造过程的实际应用中，所有的晶体管彼此之间至少都稍有不同，即使是降至分子水平进行的制造，也不能制造出两个完全相同的晶体管。吉尔伯特单元混频器的一对晶体管中的不相配可以在混频器输出端生产两种DC偏移静态的偏移和动态的偏移。静态的DC偏移利用本领域公知的方法和装置就可以很容易地处理。然而，由偶数阶非线性所引起的动态的DC偏移在传统的系统中不能得到充分地补偿。第四种干扰结构出现在直接转换接收机混频器加载的不相配。这种干扰结构，生产静态DC偏移。对这种干扰结构进行补偿的方法和装置是公知的。
在通信产业中，人们正在付出巨大的努力，力图使由DC偏移产生的上述干扰结构所引起不期望的干扰和/或信号失真最小化。因此，现在正需要进一步最小化这些机制造成的影响，尤其是与干扰信号有关的动态的DC偏移(上述第二和第三结构中的)，以及用于无线标准的直接转换接收机可以利用IC技术制造。
简要说明本发明是一种对动态直流(DC)偏移进行补偿的DC偏移补偿器，所述的动态直流(DC)偏移是由伴随着输入的RF通信信号的干扰信号引起的，所述的输入的RF通信信号与出现在混频器的本地振荡器(LO)输出端上的相关的干扰泄漏信号相互作用，并且所述的输入的RF通信信号还与在混频器芯片上制造的晶体管之间的差所引起的偶数阶非线性有关的动态DC偏移相互作用。
在一个实施例中，DC偏移量补偿器在移动通信装置中被使用。输入的射频(RF)通信信号与本地振荡信号(LO)在直接转换混频器中混频。有时，输入的通信信号兼备有意义的通信信号和其它的通信信号，即干扰信号(亦称阻滞信号)。干扰信号通过两个结构在混频器的输出端感生不期望的DC偏移在干扰信号和相关的干扰泄漏信号之间的自混频，和与位于混频器中的偶数阶非线性相互作用。
DC偏移补偿器检测器检测出现的干扰信号并且将补偿校正提供给混频器的输出，这样一些或全部由干扰泄漏信号所引起的不期望的DC偏移被从混频器输出信号中去除(补偿输出)。在一个实施例中，DC偏移补偿器直接检测输入的RF通信信号中出现的干扰信号。DC偏移补偿器的其它实施例检测混频器的共模电流的变化。DC偏移补偿器的其它实施例在其它具有接收机的装置中被使用，例如，但不仅限于电视、无线电、立体声接收机、卫星接收装置等等。此外，另一个实施例中的DC偏移补偿器与系统中的其它类型的电路相连接，所述的系统具有不期望的DC偏移。
本发明的其它系统、方法、特征和优点对本领域的普通技术人员来讲，将结合以下附图和详细说明变得更加明显。上述的附加的系统、方法、特征和优点将被包括在这些说明中，在本发明的范围内，并通过相关的权利要求书保护。
附图简要说明附图中的元件不必按比例，重点不在于描述的位置，而在于本发明的原则。在附图中，类似的附图标记表示说明书中从头到尾的不同的附图中的对应部分。
图1是一个和基站通信的移动通信装置的简化方框图。
图2是说明图1的移动通信装置所选择的接收机元件的方框图。
图3是一个位于图1的移动通信装置中并且与图2的混频器连接的DC偏移补偿器的方框图。
图4是图2和3中理想的混频器的方框示意图。
图5是用可编程放大器实现图3的控制器的示意方框图。
图6是对图3中位于控制器中的可编程放大器进行校准的逐次逼近算法的实现的示意流程图。
图7是当位于图2、3和5中的DC偏移补偿器中的如图5所示的可编程功率放大器进行校准，以便补偿由干扰泄漏信号所引起的DC偏移的时候，图2和3中的混频器的DC偏移信号的图形。
图8是一个使用了状态机控制器的DC偏移补偿器的实施例的方框图。
图9是一个使用了处理器的DC偏移补偿器的实施例的方框图。
图10是一个配置DC偏移补偿器的实施例的方框图，以便用一个共模检测器检测由干扰泄漏信号所引起的DC偏移。
图11是一个表示由如图10所示的共模电流检测器的实施例检测到的平均共模电流的简化说明图形。
详细说明1.DC偏移补偿器的概述图1是一个和基站102通信的移动通信装置100的简化方框图。移动通信装置100，亦称无线通信装置，通常具有一个麦克风104、一个扬声器106、一个发射/接收单元108和一个天线110。为了开始一个语音会话，用户启动在键区上的键112发射一个目标代码到发射/接收单元108，所述的目标代码例如可以是一个电话号码。用户的语音由麦克风104检测并且经由连接114传送到发射/接收单元108，由发射接收单元108转换成射频(RF)通信信号116，然后经由连接118由天线110发射到基站102。
同移动通信装置100的通信通过发射/接收单元120转换成RF通信信号，并且经由连接124发射到基站天线122上。基站天线124通常安设在天线杆126上或其它同样位于顶点的地方，以便更好的发射和接收。然后将RF通信信号116发射到移动通信装置100。天线110检测到接收的通信信号116，然后经由连接118将接收到的通信信号116发送到接收机/发射机108。接收机/发射机108将接收的RF通信信号转换为将经由连接128发射到扬声器106的信号。因此，只要基站102建立了到达目标位置的连接(未示出)，根据电话号码定义，利用移动通信装置100进行与其他位于目标位置的人的语音电话会话(或其它通信，例如，但是不仅限于，传真、电子邮件等等)。
图2是说明移动通信装置100的选择的接收机元件的方框图。在天线110处检测到的射频通信信号116(图1)经由连接118被传送到低噪音放大器(LNA)202。LNA202分别经由连接206和208将一个放大了的射频通信信号，RF+和RF-提供给混频器204。LNA放大器202在本领域是公知的，可以利用本领域所使用的公知的检测和放大RF信号的元件和技术实现。LNA202的详细操作没有进行详细描述，除了当用作由DC偏移补偿器210补偿的发射/接收单元108的一部分时对理解LNA202的操作和功能是必须的以外。在本质上不脱离如下所述的DC偏移补偿器210的功能和操作的情况下，任意上述的公知的LNA202可以在发射/接收单元108中实现。此外，在图2中为方便说明，LNA202位于发射/接收单元108中。LNA202还可以在发射/接收单元108以外的另一个适当的位置，如作为其它系统的元件，或作为一个独立的专用低噪音放大器，并且不会对如下所述的DC偏移补偿器210的操作和功能带来不利地影响。
混频器204，作为电子电路，直接将接收的射频通信信号RF+和RF-与由本地振荡器(LO)212提供的信号混频。LO212分别经由连接214和216将LO+和LO-发送到混频器204。混频器204和212在本领域是公知的，并且可以使用本领域公知的将振荡信号与RF通信信号进行混频的元件和技术就可以实现。除了当用作由DC偏移补偿器210补偿的发射/接收单元108的一部分时对理解混频器204和LO212的操作和功能是必须的以外，混频器204和LO212的详细操作没有进行详细描述。任意上述公知的混频器202和/或LO212可以在发射/接收单元108中实现，而在本质上不脱离如下所述的DC偏移补偿器210的功能和操作。此外，在图2中为方便说明，混频器204和LO212位于发射/接收单元108中。混频器204和/或LO212还可以在发射/接收单元108以外的另一个适当的位置，如作为其它系统的元件，或作为一个独立的专用混频器或本地振荡器，并且不会对如下所述的DC偏移补偿器210的操作和功能带来不利地影响。
混频器204通过组合输入的RF通信信号(RF+和RF-)和LO信号(LO+和LO-)产生输出信号OUT+和OUT-，称为降混频。(混频器204输出电流包括其它公知的元件，例如，但不仅限于偏置电流。)输出信号(OUT+和OUT-)作为一个差分信号OUT，从混频器204经由连接218和220(分别)输出，以便将其发射到其它位于发射/接收单元108中的元件(未示出)，用于另外的处理和/或放大。在一个移动通信装置100的实施例中，混频器204使用吉尔伯特单元，如下所述，将RF通信信号(RF+和RF-)与本地振荡信号(LO+和LO-)降混频，以便产生输出信号(OUT+和OUT-)。
DC偏移补偿器210经由连接222连接到混频器204，用于检测干扰信号。如下所述，DC偏移补偿器210经由连接224将补偿信号提供给混频器204，从而使由干扰信号所引起的不期望的动态DC偏移从该通信信号中得到补偿。为了方便说明，连接222和224作为一个连接加以说明。如下所述，在一个实施例中，连接222和224是两个连接。
2.DC偏移补偿器功能元件图3是一个位于移动通信装置100(图1和2)中的DC偏移补偿器210的方框图，所述的补偿器210连接到混频器204。DC偏移补偿器210包括校正发生器302、控制器304、检测器306和用户接口308。DC偏移补偿器210连接到混频器204，混频器204是传统的直接转换混频器。混频器204包括公知的吉尔伯特单元310和RF输入电路312。
吉尔伯特单元310使用了四个晶体管Q1、Q2、Q3和Q4。吉尔伯特单元310经由连接314和316连接到RF输入电路312。吉尔伯特单元310经由连接214和216连接到LO212(图2)。吉尔伯特单元310分别经由连接218和220提供混频器的输出204(OUT+和OUT-)。RF输入电路312使用两个晶体管Q5和Q6。RF输入电路312还包括电阻(R)，以提供到一个适当的地线(G)的连接。RF输入电路312分别经由连接206和208接收输入的RF信号(RF+和RF-)。当移动通信装置100的用户(图1和2)使用该装置进行通信时，RF通信信号被检测然后通过低噪音放大器202放大(图2)。输入的RF信号(RF+和RF-)至少包括有意义的通信信号。有时，输入的RF通信信号中还可能同时存在干扰信号。
检测器306经由连接318和320，分别连接到连接206和208，因此如果在输入的RF通信中出现干扰信号，可以通过DC偏移补偿器210检测到干扰信号。检测器306经由连接322将一个对应于干扰信号的适当的控制信号提供给控制器304。然后控制器304经由连接324将一个适当的信号提供给校正发生器302。校正发生器302产生一个补偿校准(C+和C-)，并且将补偿校正与差分信号路径(分别是OUT+和OUT-)组合，从而可以显著地降低或消除(补偿)由干扰信号所引起DC偏移。校正发生器302在节点326经由连接328连接到连接218，因此补偿信号C+可以与输出差分信号路径OUT+组合。同样地，校正发生器302在节点330经由连接332连接到连接220，由此补偿校准C-与输出信号OUT-组合。补偿信号C+和C-可以是任意适当的信号，例如，但不仅限于，适当的电压或适当的电流。因此，DC偏移补偿器210使用检测器306检测干扰信号，使用控制器304产生控制信号，并且使用校正发生器302产生适当的补偿信号(C+和C-)，在节点326和330组合输出(OUT+和OUT-)。
DC偏移补偿器210包括用户接口308。用户接口308经由连接334连接到控制器304，因此用户可以经由连接336提供适当的指令，这样控制器304指定一个将由校正发生器302产生的期望信号，从而补偿由干扰信号所引起的DC偏移。在另一个实施例中，如下所述，使用一个装置检测干扰信号的出现和幅度，或检测适当的测试音信号，并且自动地将输入信号提供给控制器304，用于在控制器304中配置适当的增益。
3.偶数-奇数的非线性影响在吉尔伯特单元310的制造处理期间(图3)，晶体管Q1、Q2、Q3和Q4被这样设计振荡信号(LO+和LO-)与输入的RF信号(RF+和RF-)混频，从而由混频器204输出适当的输出信号(OUT+和OUT-)。
晶体管Q1、Q2、Q3和Q4根据设计规范被制造。如果晶体管可以被制造为正好兼备所有的设计规范特征，上述的晶体管就是″理想的″晶体管。然而，在吉尔伯特单元310的实际制造过程中，吉尔伯特单元晶体管是在一个集成电路(IC)芯片上制造的，实际上不可能制造出如理想的晶体管那样的晶体管Q1、Q2、Q3和Q4。即使在分子水平，理想的晶体管和晶体管Q1、Q2、Q3和Q4之间，具有很小的面积差和掺杂浓度，也足以使每个晶体管Q1、Q2、Q3和Q4与理想的晶体管之间的性能存在差别。当经由吉尔伯特单元310感生出偏置电流时(图3)，晶体管Q1、Q2、Q3和Q4之间的性能差别导致固有的静态的DC偏移。这些静态的DC偏移可以通过一个位于混频器的输出端的传统的静态的DC偏移回路被校准。然而，只有当出现一个幅度较大信号时，其它的DC项或因数(term)才出现在混频器输出上。幅度较大信号可以是有意义的通信信号或者干扰信号。当有意义的通信信号的强度足够大的时，混频器中的偶数阶非线性是次要的问题。因此，在有意义的通信信号中出现的DC信号可以压倒任意其它的由偶数阶影响生产的DC信号并且不影响电路操作。然而，如果需要的有意义的通信信号幅度较小，而干扰信号幅度较大，偶数阶非线性问题将变得非常重要。由干扰信号产生的DC偏移与偶数阶非线性相互作用可以控制需要的DC信号。这些动态的与干扰信号有关的DC偏移在很大程度上减少了接收机和/或在通信装置中饱和继承阶段(saturate succeeding stage)的噪声系数。这些影响对接收机来讲是不利的。由晶体管Q1、Q2、Q3和Q4与理想的晶体管之间的不相配所引起的恶化影响称为偶数阶非线性影响。
图4是表示具有吉尔伯特单元402和RF输入电路404的混频器400的方框图。混频器400的连接、吉尔伯特单元402、RF输入电路404基本上根据图3所示的连接被配置。因此，为了方便说明，与图3中的附图标记相应的图4中的连接附图标记也可以用于说明具有理想的晶体管的吉尔伯特单元402的操作和功能。
吉尔伯特单元402具有四个理想的晶体管406，408，410和412。理想的晶体管406等于晶体管Q1加越界因数A(具有与晶体管Q1的基极相关的正极)。因此，图4中示出的理想的晶体管406和图3中示出的晶体管Q1的越界因数A不同。同样地，理想的晶体管408与晶体管Q2(图3)的越界因数B不同。理想的晶体管410与晶体管Q3(图3)的越界因数C不同，并且理想的晶体管412与晶体管Q4(图3)的越界因数D不同。
如附图所示，LO信号和RF信号可以是电压量，而输出信号可以是电流。换句话说，信号可以是任意电流和电压的组合。如这个例子所示，以下数学等式描述了理想的吉尔伯特单元402的功能与操作。差动电流IOUT等于OUT+和OUT-的差。在一个具有理想的晶体管406、408、410和412的吉尔伯特单元402中，每个晶体管都相同，因此操作也完全相同。在理想的配置中，晶体管Q1、Q2、Q3和Q4将被制造成理想的晶体管。在这些理想的配置中，越界因数A、B、C和D等于零(或换句话说，彼此相等)。
Iout=Ied(A-B-C+D)+2Iec(A-B+C-D)Vt+]]>2RIedI1d+4RIedIec(B+C-A-C)+2RIed2(B+D-A-C)βVtVt+4RβIec]]>根据上面的方程式，如果因数A、B、C和D等于零(或彼此相等)，非理想的元件将丢弃而理想的元件将保留。然而，在晶体管Q1(图3)不等于理想的晶体管406(图4)的情况下，越界因数A不等于零。同样地，如果晶体管Q2、Q3和Q4(图3)分别不同于理想的晶体管408、410和412(图4)，越界因数B、C和D也都是非零的。因此，本领域的普通技术人员应当理解，如上面的方程式描述的吉尔伯特单元402的输出将是非理想的并且是独立的信号，或动态DC偏移。
在上面的方程式中，因数Ied等于RF信号的差动电流，分别对应于RF+和RF-。同样地，因数I1d相当LO信号的差动电流，对应于LO+和LO-。因数Iec对应于共模电流，IE1和IE2的平均值。
这些电流等于在连接218上的偏置电流(IE+)和在连接220上的偏置电流(IE-)。
在上面的方程式中的晶体管的电流增益由符号β表示。晶体管的电流增益β是公知的，等于集电极电流除以基极电流。
上面的方程式中的Vt是晶体管的门限电压。上面的方程式中的电阻R等于吉尔伯特单元402中的RGC1和RGC2(图4)。假定上面的方程式中的电阻RGC1和RGC2相等。
可以产生与上述等式相关的几个观察结果。首先，一个理想的混频因数2RIedI1d。其次，差动输出电流具有一个依赖于差动输入电流的平方的因数≈2RIFed(b+d-a-c)/βV2t。
因此，使用三角恒等式cos2(θ)＝1/2+1/2cos(2θ)，DC偏移可以随干扰信号的强度而变化。第三，即使平方因数除以β(通常是大于100的幅度较大的量)，有意义的通信信号通常是低于干扰信号的80dB或更大。因此，依赖于干扰信号的DC偏移的仍然是一个问题。比较吉尔伯特单元310(图3)和具有理想的晶体管的吉尔伯特单元402(图4)之间的差别，本领域技术人员应当了解利用传统方法或传统的电路很难补偿在输入的RF通信信号的混频中出现的DC偏移的两个源。本领域技术人员知道上述公式没有涉及任何“泄漏”信号。该等式仅处理不相配的晶体管。其次是晶体管Q1、Q2、Q3和Q4与理想的晶体管之间的很小的差别的影响(偶数阶非线性影响)。DC偏移补偿器210(图2和3)检测出现的干扰信号，并且补偿干扰自混频的不期望的影响以及在吉尔伯特单元310中的晶体管的偶数-奇数的非线性影响。
DC偏移补偿器210的补偿与干扰自混频以及晶体管的偶数阶非线性有关的DC偏移的性能，相对于传统的混频器提供至少两个不能由DC偏移补偿器210进行补偿的优点。首先，每个晶体管之间的制造差别导致由吉尔伯特单元310中的晶体管导致的偶数阶非线性。因此，在每个吉尔伯特单元中的晶体管生产的性能不但性能不同于具有理想的晶体管的吉尔伯特单元，在任意具体的移动通信装置100中的每个吉尔伯特单元都不同于其它移动通信装置中使用的吉尔伯特单元。因此，DC偏移补偿器210允许与偶数阶非线性有关的DC偏移分别在每个单独的吉尔伯特单元中进行补偿。
第二，DC偏移补偿器210提供对输入的RF通信信号中出现的干扰信号的检测，并且对在吉尔伯特单元310中出现的不期望的干扰自混频DC偏移提供补偿。干扰信号通常接近有意义的通信信号的频谱。因为操作频率通常幅度较大(大于1GHz)，所以很难使用传统的技术有选择地传送有意义的通信信号，并同时充分地减少伴随产生的干扰信号。因此，在混频器中存在干扰。干扰信号在经过混频器204之后，随后与有意义的RF通信信号分离，因此有意义的通信信号可以被进一步处理，例如，但不仅限于，被处理成为被传输到基带区的通信信号，即可以由移动通信装置100的用户接收的信号(图1)。
4.检测干扰信号检测器306(图3)连接到连接206和208，提供输入的RF通信信号(RF+和RF-)的输入。输入的RF通信信号至少具有有意义的通信信号，例如，但不仅限于，和移动通信装置100的用户通信的某个人的声音(图1和2)。当输入的RF通信信号具有有意义的通信信号作为它的唯一成分时，混频器204对有意义的通信信号降混频，从而可以进一步处理一个差动输出信号(OUT+和OUT-)，以便使其具有很高的效率和精确性。
然而，当输入的RF通信信号包括有意义的通信信号和一个或多个干扰信号时，由干扰自混频引起的DC偏移和在吉尔伯特单元310中的晶体管的偶数阶非线性影响，从混频器204输出的差分信号在没有DC偏移补偿器210的情况下很难且几乎不可能被处理。当有意义的通信信号的幅度足够超过任意干扰信号的幅度时，所需要的通信信号与LO信号经由混频器204降混频，因此输出的差分信号(OUT+和OUT-)以适当的效率和精确性被处理。但是，当干扰信号的幅度超过了有意义的通信信号时，可能遇到这样一个难题降混频之后的所需要的通信信号很难处理。当产生任意幅度较大信号时，检测器306进行检测。如果该信号是一个干扰信号，那么补偿是有益的。然而，如果幅度较大信号是有意义的通信信号，补偿仅稍微减少了在混频器输出信号中的DC信息的质量，并且相关的噪声系数也将多少受到影响。但是在这种情况下，信号是幅度较大的，因为用户必然位于很接近发射机的地方。因此，在这种情况下接收机的噪声系数只是短时影响。因此，在最坏的情况下，当干扰信号大于所需要的信号时，DC偏移补偿器210通过补偿由干扰信号(s)所引起的DC偏移，提高差动输出信号(OUT+和OUT-)的质量，从而改善对所需要的有意义的通信信号的进一步处理的效率和精确性。
检测器306可以使用任何公知的装置来检测有意义的通信信号和在输入的RF通信信号上出现的干扰信号(s)之间的差别。例如，检测器306可以监视输入的RF通信信号(比如RF+和RF-的电压)的幅度，并且响应输入的RF通信信号的电压的任意显著的增长，这样的电压增长表示出现了干扰信号大于需要的有意义的通信信号的情况。检测器306，在另一个实施例中，被配置为监视不同的输入的RF通信信号的频道，区分由有意义的通信信号使用的频道和具有干扰信号的频道。检测器306的其它实施例可以使用公知的元件和方法或将其进行组合实现，这样，在输入的RF通信信号上出现的干扰信号可以被检测。在本质上不脱离如下所述的DC偏移补偿器210的功能和操作的情况下，任意上述公知的检测器装置可以在DC偏移补偿器210中实现。
此外，在图3中为方便说明，检测器306位于DC偏移补偿器210中。检测器306还可以在发射/接收单元108以外的另一个适当的位置，如作为其它系统的元件，或作为一个独立的专用检测器306，并且不会对如下所述的DC偏移补偿器210的操作和功能带来不利地影响。此外，在图3中为了方便说明，检测器306分别经由连接320和318连接到连接208和206。在另一个实施例中，检测器306可以连接到其它位于移动通信装置100中的连接(图1和2)，从而检测干扰信号(s)。上述任意其它的检测器306的实施例都在公开的范围之内，并通过随后的权利要求书保护。
当在输入的RF通信信号中检测到了干扰信号，控制器304对检测器306进行响应。检测器306经由连接322将一个对应于检测的干扰信号的适当的输出信号提供给控制器304，这样，控制器304可以启动校正发生器302，使其产生补偿信号(IC+和IC-)，对由干扰自混频引起的DC偏移(s)进行补偿。只要由检测器306将适当的输出信号提供给控制器304，不需要在此进行详细的描述，本领域的普通技术人员就可以实现用于检测器306的独立元件的详细操作和说明。任何用于检测器306的这样的元件的变化，和检测器306中的元件的操作，都为控制器304产生一个适当的输出信号，这些都在公开的范围之内并且通过随后的权利要求书保护。
5.逐次逼近算法图5是一个用可编程放大器502实现的控制器304(参见图3)的示意方框图。控制器304，利用检测器306提供的信息，经由连接324，将一个适当的信号提供给校正发生器302，从而产生补偿信号(C+和C-)，用于补偿由干扰自混频所引起的DC偏移。在一个实施例中，控制器304由可编程放大器502实现。一个如下所述逐次逼近算法，用来指定可编程放大器502的放大级。
可编程放大器502的操作参数可以在制造过程期间，通过用户接口308提供的操作规程指定。在制造过程期间，一个人或装置经由连接336将操作规程输入到DC偏移补偿器210中。用户接口308经由连接334提供一个对应于操作规程的适当的信号给可编程放大器502。
在另一个实施例中，用户接口308只不过是连接334和336之间的一个交接点。在这样的实施例中，用户或装置以适当的形式提供可编程放大器502的操作规程。
在一个控制器304的实施例中，使用了可编程放大器502，由用户或装置提供的操作规程通过用户接口308指定可编程放大器502放大控制位的状态。放大控制位的状态(1或0)通过执行如下所述的逐次逼近算法来确定。可编程放大器502的最低有效位(LSB)控制位表示可编程放大器502的最小放大增加量。同样地，可编程放大器502的最高有效位(MSB)控制位表示可编程放大器502的最大增加放大量。可编程放大器502通常具有多个放大控制位以便指定可编程的放大器502的放大。因此，多个控制位配置为“开”状态或者“关”状态。例如，“开”状态对应于一组逻辑高或″1″状态位。类似地，“关”状态对应于一组逻辑低或″0″状态位。
作为一个示范性说明，可编程放大器502有四个放大位来控制放大。当四个控制位中的每个位都配置为″开″状态的时候(用二进数表示为1111，其中最左边的位是MSB)，放大器502提供一个是LSB放大的15倍的最大放大值。换句话说，其它的放大级可以通过有选择地指定设置控制位为″关″状态获得。例如，一个放大级为5的放大级可以通过将第四控制位(MSB位)和第二控制位配置为″关″状态(0101)被指定。
控制器304的另一个实施例可以使用具有任意适当放大量的控制位的可编程放大器，所述的放大控制位控制可编程放大器502的放大。采用如上面在DC偏移补偿器210中所描述的可编程放大器502的控制器304的另一个实施例可以根据如下所述逐次逼近算法被校准或实现，而不会脱离本发明的操作和功能范围，并且被包括上述公开的范围内并且通过随后的权利要求书保护。
图6是一个实现逐次逼近算法的示意流程图600，用于确定位于控制器304中的可编程放大器502(图5)的放大控制位状态(校准)。每个方框可以表示一个包括一个或多个用于实现指定逻辑功能(s)的可执行指令的模块、部分或代码部分。应当注意的是在另一个或一些实现方案中，方框中所示的功能可能出现不同于图6示出的顺序的情况，或可以包括附加功能，这些功能都没有显著地脱离由DC偏移补偿器使用的逐次逼近算法的功能与操作。例如，根据所述的功能，图6中所示的两个顺序的方框可以基本上同时执行，方框有时可以颠倒次序执行，或者某些方框在所有实例中均不执行，这些将在如下进行详细说明。此外，除了逐次近似法以外的其它算法也可以提供校准。所有的上述的修改和变化都包括在公开的范围内，并且由随后的权利要求书保护。
由流程图600表示的逐次逼近算法在方框602开始，其中所有的控制位配置为″关″状态。在一个实施例中，在移动通信装置100(图1和2)的制造过程期间，处理从方框602开始。
在方框604，一个已知的干扰信号经由连接318和320被施加(图5)。在一个实施例中，一个已知的音频信号发生器504(图5)产生的音频信号分别经由连接506和508(图5)在连接318和320上模拟一个干扰信号(图5)。由此，检测器306检测被施加的已知干扰信号或音频信号。被施加的已知干扰信号或音频信号(图5)快速地传播到连接206和208上，以便模拟在连接214和216上的由所述的干扰信号导致干扰泄漏信号(图5)的影响。如下所述，音频信号发生器504，或相同功能的装置，产生多个已知的干扰信号或音频信号，这样，每个已知的干扰信号或音频信号都基本上彼此相等。
在本质上不脱离图流程图600中所示的逐次逼近算法的功能与操作的情况下，这些已知干扰信号或音频信号可以以各种方式应用于连接206和208(图5)。在一个实施例中，已知的干扰信号信号或音频信号可以由音频信号发生器504(图5)产生，音频信号发生器504不是DC偏移量补偿器210的一部分，也不是移动通信装置100的一部分(图1和2)。这样一个音频信号发生器可以产生一个已知的干扰信号或音频信号，以便通过RF频谱广播并且被天线110检测(图1和2)，从而将其传送到连接206和208。在另一个实施例中，在另一个适当的位置提供所述的已知的干扰信号或音频信号，例如一个直接位于连接206和208上的连接点(未示出)，或直接在用户接口308内的(通过图5的连接518，以虚线表示以指示另一个实施例)。当用于DC偏移量补偿器210中的校准处理时，音频信号发生器504的任意实施例都在公开的范围内，并且由随后的权利要求书保护。
在块606(图6)，由已知的干扰信号或音频信号产生的DC偏移信号在输出连接218和220上被第二检测器510(图5)检测到。由于使用了一个适当的检测器510，可以产生这样一个判断输出的DC偏移的极性是否被反转，如块608所示(图6)。如果DC偏移信号的极性还没有从正电压反转到负电压(否状态)，处理转到块612。然而，如果DC偏移信号的极性已经从正电压反转到负电压(是状态)，处理转到块610并且将MSB配置为″关″状态。然后继续进行处理，回到块604，在此音频信号发生器504(图5)产生另一个类似的已知的干扰信号信号或音频信号。DC偏移信号在块606被检测并且在块608再次被检验。因为在逐次逼近算法的该阶段，DC偏移信号的极性为正，处理转到块612。
在块612，如果LSB还没有被检验(否状态)，处理转到块614，将下一个有效的控制位配置为″开″状态。然后处理回到块604。因此，最近配置的位被检测以便确定DC偏移的极性是否被从正反转到负。
然而，如果LSB已经被检测(是状态)，处理转到块614并且结束。所有的位都已经配置(校准)为″开″或″关″状态。因此，如上所述的针对可编程放大器502的每个控制位的处理以循环的方式被重复(图5)。当LSB控制位已经配置为″开″状态或″关″状态，逐次逼近算法已经结束并且处理在块614结束。为了方便根据流程图600图解和说明逐次逼近算法的操作和功能(图6)，检测器510被示出为位于DC偏移补偿器210外部(图5)。在另一个实施例中，检测器510作为一个积分元件被包括在DC偏移补偿器210内。检测器510使用连接512连接到控制器304，并且经由连接514和516连接到混频器204的输出端。检测器510将一个适当的信号提供给控制器304，用于将LSB控制位和检测到的DC偏移进行比较。
一个经由连接512直接连接到控制器304的检测器510，尤其适用于在给定时间校准可编程放大器502的放大控制位的实施例。例如，根据一个实施例中的逐次逼近算法的校准处理，在每次用户激活移动通信装置100(图1和2)的时候启动。换句话说，在其它实施例中所述的逐次逼近算法在预先确定的间隔被启动，同时移动通信装置100被使用。还有另一个实施例也依据预先确定事件的发生启动所述的逐次逼近算法，以校准可编程放大器502的放大控制位，例如，但不仅限于，在移动通信装置100内部检测上述预定阈值或其它的监视操作状态的干扰信号信号。
换句话说，检测器510可以连接到用户接口(未示出)，因此，根据由流程图600(图6)示出的逐次逼近算法，一个人或装置执行的逐次逼近算法在检测处理的每个阶段都知道DC偏移信号的状态。然后用户或装置通过用户接口308指定可编程放大器502的每个放大控制位的状态(″开″或“关″状态)。这样一个实施例特别适合于一个在制造过程期间调整的实施例。
图7是当位于一个示范性的DC偏移补偿器210(图2、3和5)中的可编程功率放大器502(图5)的放大控制位被校准、以便补偿动态DC偏移的时候，混频器204的DC偏移信号(图2、3和5)的图700。图700简单地示出一个具有四个放大控制位的可编程放大器的示范性的校准处理。对如下所述的示范性的校准处理来说，已知的干扰信号或音频信号将放大控制位设定为二进数1101(其中最左边的位是MSB)。
为了方便地示出检测到的DC偏移信号，信号振幅轴没有编号。类似地，时间轴用一般的时间T1-T7标记。本领域的普通技术人员可以使用任意适当的轴编号系统来实现本发明，这样的编号系统不需要根据流程图600说明由音频信号发生器504、检测器510和控制器304在可编程放大器502的放大器控制位校准期间执行的逐次逼近算法的操作和功能(图6)。
在时间T1，音频信号发生器504(图5)产生一个如上所述的已知的干扰信号或音频信号。检测器510(图5)检测DC偏移的结果，用脉冲702表示(图7)。启动逐次逼近算法，使MSB控制位被启动在″开″状态。然后，根据流程图600的处理(图6)，音频信号发生器504在时间T2产生一个干扰信号信号或音频信号。检测器510检测结果脉冲704。在这个假设的可编程放大器502的放大器控制位的校准的例子中，脉冲704作为具有其幅度大于LSB放大幅度并且具有正极的脉冲被示出。脉冲702和704之间的幅度差对应于MSB控制位的打开状态。因此，当MSB控制位启动为″开″状态之后，由控制器304将信号提供给脉冲发生器302，从而产生一个补偿信号(C+和C-)用于补偿由阻滞(blocker)自混频或阻滞与偶阶非线性的相互作用所引起的DC偏移部分。
接下来，因为脉冲704的幅度大于LSB的放大并且是正极，逐次逼近算法操作调整下一个最高有效控制位为″开″状态。在时间T3由音频信号发生器504产生一个已知的干扰信号或音频信号，并且导致检测器510检测DC偏移信号，用脉冲706表示。脉冲706是幅度大于最低有效位的放大并且是正极的脉冲。因此，在逐次逼近算法的下一个重复期间，可编程放大器502的下一个控制位配置为″开″状态。
在时间T4，音频信号发生器504产生另一个已知的干扰信号或音频信号并且导致检测器510检测DC偏移信号。如脉冲708所示，检测的DC偏移信号是负极性。因为检测的DC偏移具有反向的极性(变成负的)，根据流程图600(图6)，逐次逼近算法开始将最近设置位控制位复位到″关″状态。音频信号发生器504产生干扰信号或音频信号，并且检测器510在时间T5检测所得的DC偏移信号，用脉冲710表示。所示的脉冲706和脉冲710具有相等的幅度和相同的极性，这正是我们所期待的，因为在时间T3和T5期间，可编程放大器502的控制位是相同的。
接下来，根据逐次逼近算法，调整LSB控制位。在时间T6，音频信号发生器504产生已知的干扰信号或音频信号，并且导致检测器510检测DC偏移信号，用脉冲712表示。示出的脉冲712是一个振幅小于LSB的放大并且是正极的脉冲。因此，根据逐次逼近算法，可编程放大器502的四个放大控制位已经被指定(1101)，由此可编程放大器502被校准。然后处理结束。
在另一个实施例中，在时间T7，音频信号发生器504产生已知的干扰信号或音频信号，并且由检测器510检测所得的DC偏移信号，用脉冲714表示。脉冲714实际上等于脉冲712，从而表示可编程放大器的校准502已经成功地实现。
在另一个实施例中，音频信号发生器504在选定时间或在周期时间产生已知干扰信号或音频信号，以便更进一步检验可编程放大器502的适当校准，并且根据需要重新校准放大控制位，以便优化由DC偏移补偿器210提供的补偿。位于DC偏移补偿器210和/或混频器204(图2和3)中的元件的操作特性可以因上一次校准而改变，例如，但不仅限于，由于温度的改变。当移动通信装置100开机时，或当产生周期性的已知干扰信号或音频信号以便提供可编程放大器502的周期性的再校准时，这样的实施例将尤其适合于将可编程放大器502校准的移动通信装置100(图1和2)。
6.其它实施例图8是一个使用了状态机控制器802的DC偏移补偿器800的实施例的方框图。DC偏移补偿器800至少包括校正发生器302、控制器304、检测器306和状态机802。DC偏移补偿器800可以包括其它可选的元件，为了方便说明未示出，如上所述。例如，可以包括一个用户接口并且该用户接口以类似于用户接口308(图3)连接到控制器304(图3)的连接方式被连接到状态机802。
状态机802包括一个可编程放大器804。检测器306检测出现的干扰信号，如上所述，并且将对应于检测的干扰信号的一个适当的输入信号经由连接806提供给状态机802。状态机802配置为控制可编程放大器804的放大和校准。当检测到干扰信号时，状态机802经由连接808将一个适当的控制信号提供给校正发生器302，使校正发生器302产生补偿校准信号(C+和C-)，补偿由干扰自混频和阻滞与混频器(未示出)中的偶数阶非线性相互作用所引起的DC偏移。因此，DC偏移补偿器800可以包括音频信号发生器和连接到DC偏移补偿器800的检测器(为了方便说明未示出)并且实际上根据如上所述的音频信号发生器504(图5)和检测器510(图5)操作。因此，可编程放大器804实际上根据可编程放大器502(图5)操作，并且实际上根据如上所述流程图600所示的流程进行校准(图6)。
换句话说，状态机802可以配置为不包括可编程放大器804。在这样的实施例中，状态机802被配置为经由连接808为校正发生器302提供一个适当的控制信号。
状态机802可以由固件包实现，或硬件和固件的组合实现。当用硬件实现时，状态机802用本领域通用的可使用的公知的元件组成。例如，但不仅限于，状态机802可以用集成电路(IC)芯片上的晶体管的适当的结构来实现。本领域的普通技术人员也可以使用或者不使用可编程放大器804设计和实现状态机802，同样也可以使用许多其它结构的元件实现具有上述功能和操作的状态机802，并且可以详细描述出很多的上述这样的实施例。上述的在DC偏移补偿器800中的任意状态机802的实现都在公开的范围内，并且由随后的对DC偏移补偿器的权利要求书保护。
图9是一个使用了处理器902的DC偏移补偿器900的实施例的方框图。DC偏移补偿器900还包括检测器306、校正发生器302和存储器904。存储器904包括用于数据存储的区域906和用于逻辑的区域908。处理器902经由连接910连接到存储器904并且和存储器904通信。DC偏移补偿器900可以包括其它可选的元件，为了方便说明未示出。例如，可以包括一个用户接口并且该用户接口以类似于用户接口302连接到与控制器304(图3)的方式连接到处理器902。
依据检测器306检测到的干扰信号，如上所述，处理器902经由连接912将一个适当的控制信号提供给校正发生器302，由此校正发生器302产生一个补偿信号(C+和C-)，补偿由干扰泄漏信号所引起的DC偏移。处理器902，为了方便说明，位于DC偏移补偿器900中。换句话说，处理器可以位于DC偏移补偿器900以外的另一个适当的位置，如作为其它系统的元件，或作为一个独立的专用处理机，并且不会对DC偏移补偿器900的操作和功能带来不利地影响。在一个实施例中，处理器902作为一个专用处理机被组成，并且作为DC偏移补偿器900的一部分在一个单独的集成电路芯片上被制造。在另一个实施例中，处理器902是一个市场上买得到的处理器。市场上买得到的处理器的例子包括，但不仅限于，例如ARM 7或ARM 9处理器的ARM处理器、由LSI Logic提供的ZSP Core或由DSP Group提供的Teak处理器。处理器902控制逻辑908的执行。逻辑908配置为确定一个由处理器902提供给校正发生器302的适当的控制信号。逻辑908实际上根据流程图600(图6)为如上所述的逐次逼近算法配置。然而，逻辑908命令处理器902逐渐减少由已知干扰信号或音频信号所引起的DC偏移一个适当的预先确定的增加量。此外，逻辑908降低DC偏移的循环过程可以一直进行，直到DC偏移减少到一个预先确定的阈值(而不是根据图6的方框608的LSB的幅度)。
因此，DC偏移补偿器900包括连接到DC偏移补偿器900的音频信号发生器和检测器(为了方便说明未示出)并且实际上根据如上所述的音频信号发生器504(图5)和检测器510(图5)操作。
当逻辑908是由软件现并且保存在存储器904中时，本领域的普通技术人员应当了解逻辑908可以存储在任意计算机可读的介质上，由相关的任意计算机和/或相关的处理器系统使用。在上下文中，存储器904是一个计算机可读的介质，可以是包括或存储一个计算机和/或处理器程序在内的电子的、磁性的、光的或其它物理装置或装置。逻辑908可以实现在任意计算机可读的介质中，由与指令执行有关的系统、设备或装置使用，例如基于计算机的系统、包含基于处理器的系统或可以读取指令执行系统指令的其它系统、设备或装置并且执行与逻辑908有关的指令。在说明书的上下文中，“计算机可读的介质”可以是任意可以存储、传送、传播、传输与逻辑908有关的程序的装置，与指令执行系统、设备和/或装置使用。计算机可读的介质可以是，例如但不仅限于电子的、磁性的、光学的、电磁的、红外线，或半导体系统、设备、装置，或传播介质。计算机可读的介质的更具体的例子(非详细清单)包括以下具有一个或多个电线的电连接，便携式计算机磁盘，(磁性的)随机存取存储器(RAM)，只读存储器(ROM)，可擦写编程序只读存储器(EEPROM)，或闪速存储器，光纤，和便携式光盘只读存储器(CDROM)。注意计算机可读的介质甚至可以是具有恰当地印刷在其上的与逻辑908有关的程序的纸或另一种介质，只要程序可以被电子地记录，通过例如对纸或其它介质的光学扫描，然后编译，必要时以适当的方式翻译或进行另外的处理，然后保存在存储器904中。
图10是一个配置DC偏移补偿器1000的实施例的方框图，配置为用一个共模检测器1002检测由干扰自混频所引起的DC偏移。共模检测器1002经由连接1004连接到控制器304。共模检测器1002，在某种意义上如下所述，为控制器304提供一个如上所述的与由检测器306(图3和5)提供的信号相似的适当的信号。共模检测器1002可以同样地与如上所述的DC偏移补偿器的其它实施例一起使用，依据在输入的RF通信信号中出现的被检测到的干扰信号，为位于个DC偏移补偿器的其它实施例中的元件提供一个适当的信号，补偿由干扰泄漏信号所引起的DC偏移。此外，共模检测器1002，为了方便说明，位于DC偏移补偿器1000中。共模检测器1002还可以在DC偏移补偿器1000以外的另一个适当的位置，如作为其它系统的元件，或作为一个独立的专用检测器1002，并且不会对如下所述的DC偏移补偿器1000的操作和功能带来不利地影响。上述任意其它的共模检测器1002的实施例都在公开的范围内，并且由随后的权利要求书保护。
另一个共模检测器1002的实施例检测平均共模中的变化。如下所述，依据检测的平均共模的变化，共模检测器1002为控制器304提供一个适当的信号，通过DC偏移补偿器1000补偿由干扰自混频所引起的DC偏移。
图11表示由共模检测器1002的实施例检测到的平均共模1102的简化图1100。为了方便地表示检测的平均共模1102，信号振幅轴线没有编号。同样地，时间轴也没有编号。本领域的普通技术人员可以使用任意适当的轴编号系统实现本发明，而且这样的轴编号系统不需要说明共模检测器1002(图10)的操作和功能，就可以检测如下所述的平均共模1102的变化。
所示的平均共模1102的第一部分1104具有一个等于偏置电流(IOUT)的平均值。因此，在这个简单假设的例子中，第一部分1104用来表示与没有任何干扰信号出现的输入的RF通信信号有关的平均共模。
所示的共模1102的第二成分1106具有同偏置电流的值相比稍微向上的漂移。在这些简单说明性的假设例子中，第二成分1106是用来表示与输入的RF通信信号有关的平均共模1102，所述的输入的RF通信信号包括干扰信号，这些干扰信号导致不期望的DC偏移，这些不期望的DC偏移将通过DC偏移补偿器1000(图10)进行补偿。在平均共模1102中的向上偏移是由正弦共模1108的限幅所引起的，用元件1110表示。因为在相关的混频器204(图11)中各元件的配置，电流不能变成负的(相反的极性)，所以出现限幅。因此，当出现其幅度足够导致上述共模1108的限幅(参见部分1110)的干扰信号时，配置为检测在平均共模1102中的漂移的共模检测器1002检测干扰信号的存在，并且以如上所述的方式补偿不期望的DC偏移。
为了方便描述DC偏移补偿器的操作和功能，DC偏移补偿器被描述为在一个移动通信装置100(图1和2)中使用，以便在一个混频器204中对由干扰自混频所引起的不期望的DC偏移进行补偿。DC偏移补偿器的另一个实施例可以在其它存在不期望的动态DC偏移的装置中使用。例如，但不仅限于，在与电视、无线电、立体声放大器、卫星接收装置及其它希望补偿DC偏移的各种装置有关的接收机中实现DC偏移补偿器。上述为了补偿与动态干扰相关的DC偏移，在具有接收机的装置中使用的DC偏移补偿器来实现该目的的技术方案，都在公开的范围内，并且由随后针对DC偏移补偿器的权利要求书保护。
此外，为了方便描述DC偏移补偿器的操作和功能，DC偏移补偿器被描述为与混频器连接，并且配置为对在混频器中出现的由干扰自混频所引起的DC偏移进行补偿。DC偏移补偿器的另一个实施例被配置为可以检测其它设备中可能存在的动态DC偏移的输入信号，从而被配置为对那些不期望的DC偏移进行补偿。与另一个装置连接的任何DC偏移补偿器，只要为了补偿由该装置内的干扰自混频导致的DC偏移补偿，都包括在公开的范围之内，并通过随后的针对DC偏移补偿器的权利要求书保护。
虽然本发明的不同的实施例已经描述，对本领域的普通技术人员来讲，还有很多可能的实施例和实现都包括在本发明内是显而易见的。
权利要求
1.一种用于补偿在电子电路中感生的直流电(DC)偏移信号的系统，包括配置成检测通信信号的检测器，该检测器连接到所述电子电路并且配置成当检测到存在于该通信信号中的干扰信号成分时产生一个检测信号；连接到所述检测器的控制器，配置成当从所述检测器接收检测信号时产生一个控制信号；以及连接到所述电子电路的输出端的校正发生器，该校正发生器配置成当从控制器收到控制信号时增加一个补偿信号给电子电路的输出信号，由此降低在电子电路的输出信号中存在的直流电偏移信号，该直流电偏移信号与干扰信号有关。
2.如权利要求1的系统，其中电子电路的输入连接器以电磁方式连接到电子电路的第二连接器，以便干扰信号在第二连接器中感生一个干扰泄漏信号，从而在电子电路中产生所述直流电偏移信号。
3.如权利要求2的系统，其中电子电路是存在于通信装置中的一个混频器。
4.如权利要求2的系统，更进一步包括存在于控制器中的一个可编程放大器，该可编程放大器配置成为校正发生器产生控制信号。
5.如权利要求4的系统，进一步的包括连接到检测器和电子电路的音频信号发生器，该音频信号发生器配置成当被启动时产生一个音频信号来模拟干扰信号；并且第二检测器，连接到电子电路的输出端并且连接到控制器，第二检测器配置成检测所述电子电路的输出信号中的音频直流电偏移信号，该音频直流电偏移信号与产生的音频信号有关，并且进一步配置成当检测到音频直流电偏移信号时向控制器提供一个音频检测信号，以便控制器为可编程放大器提供一个校准信号来为可编程放大器指定一个放大。
6.如权利要求2的系统，其中控制器是一个状态机。
7.如权利要求2的系统，其中检测器连接到电子电路的输出端并且被配置成检测电子电路的输出信号中的共模成分的变化，以便当变化超过一个预定阈值时所述检测器产生所述检测信号。
8.一种用于补偿在电子电路中感生的直流电(DC)偏移信号的方法，包括下列步骤在电子电路中检测通信信号；确定在检测的通信信号中是否存在干扰信号；产生对应于与干扰信号有关的直流电偏移信号的补偿信号；并且将补偿信号与电子电路的输出信号相组合以使直流电偏移信号被降低。
9.如权利要求8的方法，其中电子电路的输入连接器以电磁方式连接到电子电路的第二连接器，由此干扰信号成分在第二连接器中感生一个干扰泄漏信号，以至于在电子电路中产生直流电偏移信号。
10.如权利要求9的方法，更进一步包括为位于电子电路的多个晶体管之间的制造差异调整补偿校正的步骤，在多个晶体管的每个之间的制造差异引起多个晶体管的每个之间的操作差异以致直流电偏移信号的幅度被增加。
11.如权利要求9的方法，更进一步包括步骤使用连接到电子电路的音频信号发生器产生音频信号，音频信号配置成模拟干扰信号成分；检测与所述的音频信号有关的音频直流电偏移信号；调整所述的补偿信号以便降低所述的直流电偏移信号；并且为控制器指定至少一个操作参数来控制补偿信号发生器以根据上述调整补偿信号的步骤产生补偿信号。
12.如权利要求9的方法，其中确定检测的通信信号是否存在一个干扰信号成分的步骤更进一步包括以下步骤连接一个检测器到电子电路的输出端；配置该检测器以便检测在电子电路的输出信号中存在的共模信号成分；将检测到的共模信号成分与预定阈值比较，以便当检测到的共模信号成分超过所述的预定阈值时开始所述产生补偿信号的步骤。
13.如权利要求9的方法，其中确定检测通信信号是否存在一个干扰信号成分的步骤更进一步包括以下步骤连接一个检测器到电子电路的输出端；配置该检测器以便检测在电子电路的输出信号中存在的平均共模信号成分；将检测到的共模信号成分与预定阈值相比较，以便当检测到的平均共模信号分量超过所述的预定阈值时开始所述产生补偿信号的步骤。
14.用于补偿在电子电路中感生的直流电(DC)偏移信号的系统，包括用于检测电子电路中的通信信号的装置；用于确定检测的通信信号中是否存在干扰信号成分的装置；用于产生对应于与干扰信号有关的直流电偏移信号的补偿信号的装置；并且用于将补偿信号与电子电路的输出信号相组合以降低直流电偏移信号的装置。
15.如权利要求14的系统，其中电子电路的输入连接器以电磁方式连接到电子电路的第二连接器，以致于干扰信号成分在第二连接器中感生一个干扰泄漏信号，从而在电子电路中产生直流电偏移信号。
16.如权利要求15的系统，更进一步包括为位于电子电路的多个晶体管之间的制造差异调整补偿信号的装置，在多个晶体管的每一个之间的制造差异引起多个晶体管的每一个之间的操作差异以致直流电偏移信号的幅度被增加。
17.如权利要求15的系统，进一步的包括使用连接到电子电路的音频信号发生器产生音频信号的装置，音频信号配置成模拟干扰信号成分；检测与所述的音频信号有关的音频直流电偏移信号的装置；调整所述的补偿信号以便降低所述的音频直流电偏移信号的装置；并且为控制器指定至少一个操作参数来控制补偿信号发生器的装置，该发生器根据由调整补偿信号装置产生的调整产生补偿信号。
18.如权利要求15的系统，其中确定检测通信信号是否存在干扰信号成分的装置更进一步包括连接一个检测器到电子电路的输出端的装置；设置检测器以便检测在电子电路的输出信号中的共模信号成分的装置；将检测到的共模信号成分与预定阈值进行比较的装置，以便当检测到的共模信号成分超过所述的预定阈值时启动所述产生补偿信号的装置。
19.如权利要求15的系统，其中确定检测通信信号是否存在一个干扰信号成分的装置更进一步包括连接一个检测器到电子电路的输出端的装置；设置检测器以便检测在电子电路的输出信号中的平均共模信号成分的装置；将检测到的平均共模信号成分与预定阈值比较的装置，以便当检测到的平均共模信号成分超过所述的预定阈值时启动所述产生补偿信号的装置。
20.用于补偿在电子电路中感生的直流电(DC)偏移信号的系统，包括无线电通信装置，具有配置成将接收的射频(RF)通信信号与本地振荡器信号混合的电子电路；检测器，配置成检测RF通信信号，该检测器连接到电子电路并且被配置成当检测到位于RF通信信号中的干扰信号成分时产生一个检测信号；控制器，连接到检测器并且配置成当从检测器接收到检测信号时产生一个控制信号；并且校正发生器，连接到电子电路的输出端，该校正发生器配置成当从控制器收到控制信号时增加一个补偿信号到电子电路的输出信号，以便降低在电子电路的输出信号中存在的直流电偏移信号，即与干扰信号有关的直流电偏移信号分量。
21.权利要求20的系统，其中无线电通信装置是一个蜂窝式电话。
全文摘要
DC偏移补偿器(210)补偿由干扰自混频和与偶数阶非线性交互作用的干扰引起的DC偏移。在一个实施例中，DC偏移补偿器(210)位于移动通信装置中，(RF)通信信号与本地振荡信号在直接转换混频器中混频。DC偏移补偿器包括检测器(306)、控制器(304)以及校正发生器(302)，所述的检测器检测干扰信号的存在，所述的控制器和校正发生器将补偿信号提供到混频器的输出端，以便补偿输出的不期望的DC偏移信号。
文档编号H04B1/30GK1526203SQ02807668
公开日2004年9月1日 申请日期2002年3月25日 优先权日2001年3月30日
发明者杰弗里·哈彻, 杰弗里 哈彻, C 莫尔纳, 阿廖沙·C·莫尔纳, 马贡, 拉胡尔·马贡 申请人:天工方案公司