专利名称：放大电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及放大电路，特别涉及用于无线通信或者是广播的发送装置上放大发送信号的末级放大电路。
背景技术：
用于无线通信或者是广播的发送装置中，近年来，发送数字调制信号的情况正在变得多起来。由于这些信号，大多数都能将信息加载于多值调制的振幅方向上，所以用于发送装置的放大电路上需求具有线性。另一方面，为了削减装置的消耗功率，放大电路还需要高的功率利用系数。为了能使放大电路的线性和功率利用系数得到兼顾，用于失真补偿和功率改善的各种各样的技术被提出了。现有的放大电路方式之一有称为LINC(LinearAmplification with Nonlinear Components，用非线性器件实现线性放大)的方式。该方式，将发送信号分为2个常数包络线信号，通过功率利用系数高的非线性放大器放大后进行合成，以便使线性和功率利用系数得到兼顾。
在此使用图1说明适用LINC方式的放大电路的一般例子。图1所示的放大电路10中，常数包络线信号生成单元11中，由输入信号S(t)生成2个常数的包络线信号Sa(t)和Sb(t)。例如，用下面的(式1)表示输入信号S(t)时，假设各常数包络线信号Sa(t)、Sb(t)为下面的(式2)和(式3)，则各常数包络线信号Sa(t)、Sb(t)在振幅方向就成为常数。
S(t)＝V(t)×cos{ωct+φ(t)} …(式1)式中，设V(t)的最大值为Vmax，输入信号的载波角频率为ωc。
Sa(t)＝Vmax/2×cos{ωct+ψ(t)} …(式2)Sb(t)＝Vmax/2×cos{ωct+θ(t)} …(式3)式中，ψ(t)＝φ(t)+α(t)、θ(t)＝φ(t)-α(t)。
虽然图2在直角平面座标上使用信号矢量表示了常数包络线信号的生成动作，但是，如图所示，输入信号S(t)是用振幅为Vmax/2的2个常数包络线信号Sa(t)、Sb(t)的矢量和来进行表示的。
再次参照图1。2个放大器12、13，分别放大2个常数包络线信号。此时，如果设放大器12、13中的增益为G，则放大器12、13的输出信号就分别成为G×Sa(t)、G×Sb(t)。如果通过合成单元14将这些输出信号G×Sa(t)、G×Sb(t)进行合成，就得到输出信号G×S(t)。
作为现有的、上述所示的放大电路，有如在专利文献1和专利文献2上所述的放大电路。将用来实现该LINC方式的、放大电路的更为具体的结构的例子表示于图3。图3所示的放大电路10a中，通过常数包络线信号IQ生成单元15，利用数字信号处理生成由基带的输入信号Si、Sq经正交解调后变为常数包络线信号Sa、Sb的基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq，并利用D/A转换器16a、16b、16c、16d将各基带信号转换为模拟信号后，具有2个正交调制器的正交调制单元17进行正交调制获得2个常数包络线信号Saif、Sbif。然后，混频器21a、21b通过将各信号与由局部振荡器22提供的局部信号相混合进行频率转换，获得转换为载波频率的信号Sarf、Sbrf。然后放大器12、13进行最终放大、合成单元14单元进行合成，其结果获得输出信号。
专利文献1日本专利6-22302号专利公报专利文献2日本专利申请8-163189号公开公报发明内容但是，上述现有的放大电路，当混频器21a、21b进行频率转换时，混频率21a、21b中使用的局部信号往往发生漏泄。漏泄的局部信号成为有可能给通信质量带来不良影响的寄生分量。
作为用来抑制局部信号漏泄的技术，可列举比如使用滤波器的例子。可是，一般来说，LINC方式的放大电路中，原来的输入信号转换为经相位调制处理的2个常数包络线信号，经处理的信号的频谱在频率方向上展开。因此，如果通过滤波器对局部信号的漏泄进行抑制，就会发生所谓调制信息丢失、发送信号的失真变大、通信质量恶化的问题。
本发明旨在提供一种可以提高通信质量的高功率效率的放大电路。
本发明的放大电路包括生成用于分别具有规定相位的第1常数包络线信号和第2常数包络线信号的频率转换的第1局部信号和第2局部信号的生成单元；使用生成的第1局部信号和第2局部信号将第1常数包络线信号和第2常数包络线信号进行频率转换的频率转换单元；放大经频率转换处理的第1常数包络线信号和第2常数包络线信号的放大单元；将放大的第1常数包络线信号和第2常数包络线信号进行合成的合成单元；其中，上述第1局部信号和上述第2局部信号相互具有180°相位差。
如上所述，通过本发明可以提高通信质量。
图1.表示现有的放大电路结构的一般例子的图；图2.将现有的放大电路的动作矢量表示在直角平面座标上的图；图3.表示现有的放大电路的更为具体的结构的例子的图；图4.表示本发明实施方式1涉及的放大电路结构的方框图；图5A.表示本发明的实施方式1涉及的各常数包络线信号的移相处理的矢量图；图5B.表示本发明的实施方式1涉及的局部信号的移相处理的矢量图；图5C.表示本发明的实施方式1涉及的合成后的信号矢量的图；图6.表示本发明的实施方式2涉及的放大电路结构的方框图；图7.表示本发明的实施方式3涉及的放大电路结构的方框图；图8.表示本发明的实施方式4涉及的放大电路结构的方框图；图9.表示本发明的实施方式5涉及的放大电路结构的方框图；图10.表示本发明的实施方式6涉及的放大电路结构的方框图；图11.表示本发明的实施方式7涉及的放大电路结构的方框图；图12.表示本发明的实施方式8涉及的放大电路结构的方框图；图13.表示本发明的实施方式9涉及的无线收发装置结构的方框图；图14.表示本发明的实施方式10涉及的放大电路结构的方框图；图15.表示本发明的实施方式10涉及的放大电路的各处理级可以获得的信号波形的图；图16.表示本发明的实施方式11涉及的放大电路结构的方框图；以及图17.表示本发明的实施方式12涉及的无线收发装置结构的方框图。
具体实施例方式
下面，参照附图详细说明本发明的实施方式。
(实施方式1)图4是表示本发明的实施方式1涉及的放大电路结构的方框图。
图4所示的放大电路100具有常数包络线信号生成单元101、2个移相器102a、102b、2个混频器103a、103b、2个放大器104a、104b、合成电路105、局部振荡器106以及2个局部信号移相器107a、107b。
另外，常数包络线信号生成单元101具有常数包络线信号IQ生成单元111、4个D/A(Digital to Analog，数字/模拟)转换器112a、112b、112c、112d和正交调制单元113。正交调制单元113具有4个混频器114a、114b、114c、114d、2个移相器115a、115b及局部振荡器116。
常数包络线信号生成单元101，使用基带的输入信号Si、Sq生成2个常数包络线信号，该2个常数包络线信号与合成矢量时将输入信号Si、Sq通过规定频率的载波频率进行正交调制的信号相等价，也就是第1常数包络线信号Saif以及第2常数包络线信号Sbif，并分别输出到2个移相器102a、102b。另外，常数包络线信号生成单元101，利用比如ASIC(Application SpecificIntegrated Circuit，专用集成电路)或FPGA(Field Programmable GateArray，现场可编程门阵列)等数字信号处理电路也可以实现。
更具体地说，常数包络线信号生成单元101中，常数包络线信号IQ生成单元111对输入信号Si、Sq进行数字信号处理，生成基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq。常数包络线信号IQ生成单元111例如为ASIC或FPGA等数字信号处理电路。
D/A转换器112a～112d，对基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq分别进行数字模拟转换。D/A转换器112a～112d例如为将数字信号转换成模拟信号的数字模拟转换IC(Integrated Circuit，集成电路)。
正交调制单元113，将转换成模拟信号的基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq进行正交调制，生成第1常数包络线信号Saif和第2常数包络线信号Sbif，并分别输出到移相器102a、102b。正交调制单元113的局部振荡器116，例如为使用由相位负反馈控制系统(PLL，锁相电路)控制的电压控制振荡器(VCO)的频率合成器等的振荡电路。另外，正交调制单元113的移相器115a～115b，例如为由微带线形成的混合移相器。
移相器102a，使来自正交调制单元113的第1常数包络线信号Saif的相位改变+α°，生成移相了的第1常数包络线信号Saif’。移相器102b，使来自正交调制单元113的第2常数包络线信号Sbif的相位改变+β°，生成移相了的第2常数包络线信号Sbif’。再有，|α-β|＝180。另外，移相器102a、102b，例如为由微带线形成的混合移相器。
混频器103a，将来自移相器102a的第1常数包络线信号Saif’与来自局部信号移相器107a的局部信号LOa混合，由此进行频率转换(上变频)处理，生成频率转换了的第1常数包络线信号Sarf。混频器103b，将来自移相器102b的第2常数包络线信号Sbif’与来自局部信号移相器107b的局部信号LOb混合，由此进行频率转换(上变频)处理，生成频率转换了的第2常数包络线信号Sbrf。
局部振荡器106，例如使用由PLL控制的VCO的频率合成器等的振荡电路，生成局部信号LO，并输出到局部信号移相器107a、107b。
局部信号移相器107a，使来自局部振荡器116的局部信号LO的相位改变-α°，生成移相了的局部信号LOa。局部信号移相器107b，使来自局部振荡器116的局部信号LO的相位改变-β°，生成移相了的局部信号LOb。局部信号移相器107a、107b，例如为由微带线形成的混合移相器。
放大器104a，放大来自混频器103a的第1常数包络线信号Sarf，并输出到合成电路105。放大器104b，放大来自混频器103b的第2常数包络线信号Sbrf，并输出到合成电路105。放大器104a、104b，例如由FET(Field EffectTransistor，场效应晶体管)或者由晶体管构成。
合成电路105，例如为由微带线构成的威尔金森(Wilkinson)型合成电路或电阻合成电路，通过将由放大器104a、104b放大的第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf进行合成，生成作为从放大电路100输出的信号的输出信号Srf。
接下来，说明具有上述结构的放大电路100的动作。在此说明通过载波频率ωrf发送输入信号S(t)的情况。
首先，常数包络线信号生成单元101，从基带的输入信号Si、Sq，生成2个常数包络线信号，该2个常数包络线信号与矢量合成时将输入信号Si、Sq通过载波频率ωrf进行正交调制的信号相等价，也就是第1常数包络线信号Saif和第2常数包络线信号Sbif，并分别输出到移相器102a、102b。输入信号S(t)用下面的(式4)表示。
S(t)＝Saif+Sbif＝Vmax/2·cos(ωift+ψ(t))+Vmax/2·cos(ωift+θ(t)) …(式4)然后，通过第1常数包络线信号Saif所输入的移相器102a，使第1常数包络线信号Saif的相位改变+α°，通过第2常数包络线信号Sbif所输入的移相器102b，使第2常数包络线信号Sbif的相位改变+β°。移相处理后的第1常数包络线信号Saif′和第2常数包络线信号Sbif′分别输出到混频器103a、103b。这些移相处理，用下面的(式5)和(式6)表示。图5A是表示各常数包络线信号的移相处理矢量的图。
Saif’＝Vmax/2·cos(ωift+ψ(t)+α) …(式5)Sbif’＝Vmax/2·cos(ωift+θ(t)+β) …(式6)另外，从局部振荡器106输出的局部信号LO，通过局部信号移相器107a移相改变-α°，成为在输入第1常数包络线信号Saif’的混频器103a使用的局部信号LOa。另外，局部信号LO，通过局部信号移相器107b移相改变-β°，成为在输入第2常数包络线信号Sbif’的混频器103b使用的局部信号LOb。分别用下面的(式7)和(式8)表示生成的局部信号LOa、LOb。再有，简单起见，设该例的局部信号LO的振幅为“1”。图5B是表示局部信号的移相处理矢量的图。
LOa＝cos(ωLOt-α)…(式7)LOb＝cos(ωLOt-β)…(式8)然后，混频器103a进行第1常数包络线信号Saif’和局部信号LOa的混合，从混频器103a输出经频率转换处理的第1常数包络线信号Sarf和局部信号LOa的漏泄，并输入到放大器104a。
另外，混频器103b进行第2常数包络线信号Sbif’和局部信号LOb的混合，从混频器103b输出经频率转换处理的第2常数包络线信号Sbrf和局部信号LOb的漏泄，并输入到放大器104b。
在此，第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf分别用下面的(式9)和(式10)表示。
Sarf＝Vmax/2·cos((ωLO+ωif)t+ψ(t)+α-α)＝Vmax/2·cos(ωrft+ψ(t))…(式9)Sbrf＝Vmax/2·cos((ωLO+ωif)t+θ(t)+β-β)＝Vmax/2·cos(ωrft+θ(t))…(式10)另外，局部信号LOa的漏泄和局部信号LOb的漏泄，分别用下面的(式11)和(式12)表示。
LOa＝cos(ωLOt-α)…(式11)LOb＝cos(ωLOt-β)…(式12)然后，放大器104a、104b将输入的信号放大，并输出到合成电路105。合成电路105将输入的信号进行合成并输出。如果设放大器104a、104b的增益为G，放大后的第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf则分别用下面的(式13)和(式14)表示。
Sarf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t)) …(式13)Sbrf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+θ(t)) …(式14)另外，第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf的合成后的信号，根据(式1)(式2)和(式3)所表示的关系，用下面的(式15)表示。图5C是表示第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf合成后的信号的矢量图。
Sarf+Sbrf＝G·(Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t))+Vmax/2·cos((ωrft+θ(t))))…(式15)
另一方面，放大后的局部信号LOa、LOb的漏泄，分别如同下面的(式16)和(式17)所示。
LOa＝G·cos(ωLOt-α)…(式16)LOb＝G·cos(ωLOt-β)…(式17)另外，局部信号LOa、LOb的漏泄进行合成后的信号用下面的(式18)表示。
LOa+LOb＝G·cos(ωLOt-α)+G·cos(ωLOt-β)＝G·(cos(ωLOt)cos(α)-sin(ωLOt)sin(α)+cos(ωLOt)cos(β)-sin(ωLOt)sin(β))＝G·(cos(ωLOt)·(2·cos((α+β)/2)·cos((α-β)/2))-sin(ωLOt)·(2·((sin((α+β)/2)·cos((α-β)/2))) …(式18)如上所述，|α-β|＝180，所以上述的(式18)中cos((α-β)/2)＝0，因此，上述(式18)的解为“0”。
如果考察上述的合成电路105的输出信号，根据(式15)可知，关于常数包络线信号，输入信号S(t)被放大到G倍的信号通过载波频率ωrf输出。另一方面，关于局部信号的漏泄，根据(式18)可知，来自混频器103a、103b的局部信号的漏泄在合成后变为“0”且不从合成电路105输出。
如上所述，根据本实施方式，使在2个常数包络线信号的频率转换中使用的2个局部信号的相位差为180°，因为预先改变相位以便使相位在频率转换后复原，所以可以抑制局部信号的漏泄而不使从合成电路105输出的信号也就是发送信号的失真增大，可以在高功率效率的条件下提高通信质量。
另外，在本实施方式中，虽然采用在常数包络线信号生成单元101的后级上设置了移相器102a、102b的结构，但是，并不限于此种结构。例如，即使采用在正交调制单元113内的局部振荡器116的输出上设置与移相器102a、102b执行同样动作的装置，改变正交调制单元113中使用的局部信号的相位的结构，也能获得与上述同样的作用效果。
另外，本实施方式虽然采用了在局部振荡器106和混频器103a、103b之间配置局部信号移相器107a、107b的结构，但是本实施方式并不限于该结构。例如，将与局部信号移相器107a、107b执行同样动作的装置配置在混频器103a、103b和合成电路105之间、或者配置在合成电路105的内部，也都能够获得与上述同样的作用效果。
(实施方式2)图6是表示本发明涉及的实施方式2的放大电路结构的方框图。另外，本实施方式说明的放大电路，与在实施方式1中说明的放大电路100具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注相同的号码，并省略对其详细说明。
图6所示的放大电路200，设置常数包络线信号生成单元201来代替图4所示的放大电路100的常数包络线信号生成单元101，而且不设置放大电路100的移相器102a、102b。常数包络线信号生成单元201，设置常数包络线信号IQ生成单元202来代替常数包络线信号生成单元101的常数包络线信号IQ生成单元111的结构。
常数包络线信号生成单元201，使用基带的输入信号Si、Sq生成2个常数包络线信号，该2个常数包络线信号与合成矢量时将输入信号Si、Sq通过规定频率的载波频率进行正交调制的信号相等价，也就是第1常数包络线信号Saif′和第2常数包络线信号Sbif′，并分别输出到混频器103a、103b。另外，常数包络线信号生成单元201，例如通过ASIC或FPGA之类的数字信号处理电路也能实现。
常数包络线信号生成单元201中，常数包络线信号IQ生成单元202，对输入信号S(t)的IQ信号(也就是输入信号Si、Sq)，用下面的(式19)和(式20)表示，并且通过进行数字信号处理使正交调制后的第1常数包络线信号Saif′的相位改变+α°来生成基带信号Sai、Saq。另外，常数包络线信号IQ生成单元202，对输入信号S(t)的IQ信号，用下面的(式21)和(式22)表示，并且通过进行数字信号处理使正交调制后的第2常数包络线信号Sbif′的相位改变+β°来生成基带信号Sbi、Sbq。常数包络线信号IQ生成单元202，例如为ASIC或FPGA等的数字信号处理电路。
Sai＝((I-Q·SQRT(x/a2-1))·cosα-(Q+I·SQRT(x/a2-1))·sinα …(式19)Saq＝((Q+I·SQRT(x/a2-1))·cosα+(I-Q·SQRT(x/a2-1))·sinα …(式20)Sbi＝((I+Q·SQRT(x/a2-1))·cosβ-(Q-I·SQRT(x/a2-1))·sinβ …(式21)Sbq＝((Q-I·SQRT(x/a2-1))·cosβ-(I+Q·SQRT(x/a2-1))·sinβ …(式22)式中，SQRT(x/a2-1)表示x/a2-1的平方根、a2＝I2+Q2、x表示a的最大值。
在这里，使用运算式详细说明常数包络线信号IQ生成单元202的处理。
一般的常数包络线信号IQ生成单元中，如上述专利文献1或专利文献2上所示，根据下面的(式23)(式24)(式25)和(式26)，由原来的输入信号S(t)的IQ信号生成第1常数包络线信号Sa(t)的IQ信号(也就是Sai和Saq)和第2常数包络线信号Sb(t)的IQ信号(也就是Sbi和Sbq)。
Sai＝((I-Q·SQRT(x/a2-1))…(式23)Saq＝((Q+I·SQRT(x/a2-1))…(式24)Sbi＝((I+Q·SQRT(x/a2-1))…(式25)Sbq＝((Q-I·SQRT(x/a2-1))…(式26)第1常数包络线信号Sa(t)和第2常数包络线信号Sb(t)分别是将Sai和Saq进行正交调制的信号，将Sbi和Sbq进行正交调制的信号。如果用运算式表示这些关系，如同下面的(式27)和(式28)所示。
Sa(t)＝Sai+j·Saq…(式27)Sb(t)＝Sbi+j·Sbq…(式28)
使上述的Sa(t)的相位改变+α°和使Sb(t)的相位改变+β°的运算式如下所示。
Sa’(t)＝(Sai+j·Saq)·(cosα+j·sinα) …(式29)Sb’(t)＝(Sbi+j·Sbq)·(cosβ+j·sinβ) …(式30)就是说，如果选择(式29)的实部为Sai、选择虚部为Saq进行正交调制，则正交调制后的信号就成为将第1常数包络线信号的相位改变了+α°的信号。表示该关系的运算式为(式19)和(式20)。同样，如果选择(式30)的实部为Sbi、选择虚部为Sbq进行正交调制，则正交调制后的信号就成为将第2常数包络线信号的相位改变了+β°的信号。表示该关系的运算式为(式21)和(式22)。
也就是，常数包络线信号IQ生成单元202，由原来的输入信号S(t)的I Q信号，进行上述的(式19)～(式22)的处理，由此生成基带信号Sa(t)、Sb(t)的IQ信号，如果通过正交调制单元113分别进行正交调制，则混频器103a输入的第1常数包络线信号Saif′成为相位改变了+α°的信号、混频器103b输入的第2常数包络线信号Sbif′成为相位改变了+β°的信号，即便不使用移相器也能够使2个常数包络线信号的相位改变。
如上所述，根据本实施方式不需要实施方式1中说明的移相器102a、102b，因此能够抑制局部信号的漏泄而不使发送信号的失真增大，并且能够实现放大电路200的电路规模的小型化。再加上不使用移相器而利用数字信号处理使相位改变，因此与模拟的移相器相比较，能够提高其相位改变的精度。
(实施方式3)图7表示本发明涉及的实施方式3的放大电路结构的方框图。再有，在本实施方式中说明的放大电路，与实施方式1说明的放大电路100具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注同样的号码，省略对其详细说明。
图7所示的放大电路300，设置180°移相器301和-180°移相器302来代替图4所示的放大器100的移相器102a和局部信号移相器107a，而且未设置放大电路100的移相器102b和局部信号移相器107b。
180°移相器301，使来自正交调制单元113的第1常数包络线信号Saif的相位改变+180°来生成移相的第1常数包络线信号Saif’。另外，180°移相器301，例如为由微带线形成的混合移相器。
-180°移相器302，使来自局部振荡器106的局部信号LO的相位改变-180°来生成移相的局部信号LOa。-180°移相器302，例如为由微带线形成的混合移相器。
也就是，本实施方式的放大电路300，执行与通过实施方式1的放大电路100使α＝180，β＝0同样的动作。
因此，在第1常数包络线信号通过的路径上，通过180°移相器301将第1常数包络线信号Saif的相位改变+180°，第1常数包络线信号Saif’输出到混频器103a。然后，混频器103a利用通过-180°移相器302使相位改变了-180°的局部信号LOa进行频率转换。结果，输出到放大器104a的信号为相位与原来的信号相同的第1常数包络线信号Sarf和相位改变了-180°的局部信号LOa的漏泄。另一方面，在第2常数包络线信号通过的路径上未设置移相器，因此第2常数包络线信号Sbif和局部信号LO的相位改变量为0°。
通过放大器104a、104b的2个常数包络线信号由合成电路105合成，并输出放大了的期待的发送信号(输出信号Srf)。另外，局部信号LO和局部信号LOa的相位差为180°，因此可以抑制局部信号的漏泄。
如上所述，根据本实施方式，不需要实施方式1说明的移相器102b和局部信号移相器107b，因此能够抑制局部信号的漏泄而不使发送信号的失真增大，并且能够实现放大电路300的电路规模小型化。
另外，本实施方式虽然说明了设置180°移相器301和-180°移相器302来代替图4所示的放大电路100的移相器102a和局部信号移相器107a，而且未设置放大电路100的移相器102b和局部信号移相器107b，但是放大电路300的结构不限定于此。例如，即使设置180°移相器301和-180°移相器302来代替放大电路100的移相器102b和局部信号移相器107b，而且不设置放大电路100的移相器102a和局部信号移相器107a，也能够获得与上述同样的作用效果。
(实施方式4)图8是表示本发明实施方式4涉及的放大电路结构的方框图。另外，本实施方式中说明的放大电路，与实施方式1说明的放大电路100具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注同样的号码，省略对其详细说明。
图8上所示的放大电路400，设置了可变移相器401a、401b来代替图4所示的放大电路100的局部信号移相器107a、107b。
可变移相器401a、401b具有调整局部信号LO的相位的改变量的功能，该点与局部信号移相器107a、107b不同。
接下来，说明具有上述结构的放大电路400的动作。
在局部信号通过的2条路径(也就是在从局部振荡器106到合成电路105的路径上，通过混频器103a的路径和通过混频器103b的路径)之间，当电长度存在差异，或在由各放大器104a、104b或混频器103a、103b所引起的相位改变量存在差异时，在局部信号LOa和局部信号LOb的漏泄的相位差上会产生误差，相位差不为180°。因此，可变移相器401a、401b通过进行相位改变量的调整来减小相位差的误差，能够防止局部信号漏泄的抑制量的下降。
如上所述，根据本实施方式，调整用于混频器103a、103b的频率转换的局部信号的相位改变量，因此能够减小由局部信号通过的路径上的电长度差等引起的相位差的误差，能够防止局部信号漏泄的抑制量的下降。
另外，本实施方式虽然说明了在局部振荡器106和混频器103a、103b之间配置可变移相器401a、401b，但是放大电路400的结构并不限于此。例如，将与可变移相器401a、401b执行同样动作的装置，配置在混频器103a、103b和合成电路105之间，或者配置在合成电路105的内部，也都能够获得与上述同样的作用效果。
(实施方式5)图9是表示本发明的实施方式5涉及的放大电路结构的方框图。再有，本实施方式说明的放大电路，与实施方式1说明的放大电路100具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注同样的号码，省略对其详细说明。
图9所示的放大电路500，在图8所示的实施方式4涉及的放大电路400的结构上，增加了信号检测单元501、带通滤波器(BPF)502、混频器503、局部振荡器504、A/D转换器505、电平检测单元506和相位控制单元507。
信号检测单元501，检测合成电路105的输出信号Srf。信号检测单元501，例如为由方向性耦合器或循环器来实现。
BPF 502，将信号检测单元501中的检测信号进行频带限制，并将只相当于局部信号的漏泄的分量输出到混频器503。混频器503，将由PF502进行频带限制的信号与由局部振荡器504生成的信号相混合，由此进行频率转换。A/D转换器505，将由混频器503进行频率转换的信号进行模拟数字转换。
电平检测单元506，根据由A/D转换器505进行模拟数字转换的信号检测局部信号的漏泄的电平。电平检测单元506，例如与二极管检波器或A/D转换器505一起由ASIC或FPGA之类的数字信号处理电路来实现。相位控制单元507控制可变移相器401a、401b的相位改变量的调整，以便使电平检测单元506检测的电平成为最小。相位控制器507，例如由ASIC或FPGA之类的数字信号处理电路来实现。
接下来，说明具有上述结构的放大电路500的动作。
放大电路500利用信号检测单元501检测来自合成电路105的输出信号Srf。然后，通过BPF 502来抑制局部信号漏泄之外的分量。局部信号的漏泄，通过混频器503进行频率转换，通过A/D转换器505转换成数字信号。然后，通过电平检测单元506检测转变成数字信号的局部信号漏泄的电平，并将其检测结果输出到相位控制单元507。
在局部信号通过的2条路径(也就是在从局部振荡器106到合成电路105的路径上，通过混频器103a的路径和通过混频器103b的路径)之间，例如受温度等的影响，相位改变量随时间发生变动时，局部信号LOa和局部信号LOb的漏泄的相位差不为180°了，其误差的量也发生变动。产生相位差的误差的情况与没有误差的情况相比较，局部信号的漏泄的电平在来自合成电路105的输出后变大。因此，相位控制单元507控制由可变移相器401a、401b产生的相位改变量，以便使该漏泄的电平变为最小。
如上所述，根据本实施方式，对由可变移相器401a、401b产生的相位改变量的调整进行控制以便使局部信号的漏泄的电平变为最小，因此通过2条路径的局部信号的相位差即使随着时间发生变动也能够减小其相位差的误差，也能够防止局部信号的抑制量的下降。
(实施方式6)
图10是表示本发明的实施方式6涉及的放大电路结构的方框图。另外，本实施方式说明的放大电路，与实施方式1说明的放大电路100具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注同样的号码，省略对其详细说明。
图10所示的放大电路600，在图4所示的放大电路100的局部信号移相器107a和混频器103a之间设置可变衰减器601a、在放大电路100的局部信号移相器107b和混频器103b之间设置可变衰减器601b。
可变衰减器601a、601b调整局部信号LOa、LOb的振幅(例如衰减量)，并分别输出到混频器103a、103b。
接下来，说明具有上述结构的放大电路600的动作。
在局部信号通过的2条路径(也就是从局部振荡器106到合成电路105的路径上，通过混频器103a的路径和通过混频器103b的路径)的之间，当衰减量或放大量存在差异时，在局部信号LOa和局部信号LOb的漏泄的振幅上会产生误差，因此局部信号的漏泄的抑制量往往下降。因此，可变衰减器601a、601b将局部信号的衰减量进行调整来减小局部信号的漏泄的振幅误差。
如上所述，根据本实施方式，将用于混频器103a、103b的频率转换的局部信号的振幅(衰减量)进行调整，因此能够减小由局部信号通过路径上的衰减量/放大量的差而产生的局部信号的漏泄的振幅误差，能够防止局部信号漏泄的抑制量的下降。
另外，本实施方式虽然说明了在局部信号移相器107a、107b和混频器103a、103b之间，配置可变衰减器601a、601b，但是放大电路600的结构并不限于此。例如，将与可变衰减器601a、601b执行同样动作的装置配置在局部振荡器106和局部信号移相器107a、107b之间，或者配置在混频器103a、103b和合成电路105之间，或配置在合成电路105的内部，也都能够获得与上述同样的作用效果。
(实施方式7)图11是本发明的实施方式7涉及的放大电路结构的方框图。另外，本实施方式说明的放大电路，与实施方式1说明的放大电路100具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注同样的号码，省略对其详细说明。
图11所示的放大电路700，在图10所示的实施方式6涉及的放大电路600上增加了实施方式5说明的信号检测单元501、BPF 502、混频器503、局部振荡器504、A/D转换器505和电平检测单元506与衰减控制单元701。
信号检测单元501，检测合成电路105的输出信号Srf。信号检测单元501，例如由方向性耦合器或循环器来实现。
衰减控制单元701，对可变衰减器601a、601b中的振幅(例如衰减量)的调整进行控制以便使电平检测单元506检测的电平变为最小。衰减控制单元701，例如可由ASIC或者是FPGA之类的数字信号处理电路来实现。
接下来，说明具有上述结构的放大电路700的动作。
放大电路700利用信号检测单元501检测来自合成电路105的输出信号Srf。然后，通过BPF 502抑制局部信号的漏泄之外的分量。局部信号的漏泄通过混频器503进行频率转换，通过A/D转换器505转换为数字信号。然后，通过电平检测单元506检测转换为数字信号的局部信号的漏泄的电平，并将其检测的结果输出到衰减控制单元701。
在局部信号通过的2条路径(也就是从局部振荡器106到合成电路105的路径上，通过混频器103a的路径和通过混频器103b的路径)的之间，当受到例如温度等的影响而引起衰减量或放大量随着时间变动时，在局部信号LOa和局部信号LOb的漏泄的振幅上会产生误差，该振幅误差随着时间而变动。产生振幅误差的情况与没有误差的情况相比较，局部信号的漏泄的电平在来自合成电路105的输出后变大。因此，衰减控制单元701将由可变衰减器601a、601b产生的振幅(衰减量)进行控制，以便使该漏泄的电平变为最小。
如上所述，根据本实施方式，将由可变衰减器601a、601b产生的振幅(衰减量)的调整进行控制，以便使局部信号的漏泄的电平变为最小，因此即使通过2条路径的局部信号的振幅误差随着时间而变动，也能够减小其振幅的误差，也能够防止局部信号的抑制量的下降。
(实施方式8)图12是表示本发明的实施方式8涉及的放大电路结构的方框图。另外，本实施方式说明的放大电路，与实施方式1说明的放大电路100具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注同样的号码，省略对其详细说明。
图12所示的放大电路800，设置了可变移相器801a、801b来代替图4所示的放大电路100的移相器102a、102b。
可变移相器801a、801b，具有调整第1常数包络线信号Saif和第2包络线信号Sbif的相位改变量的功能，该点与移相器102a、102b不同。
接下来，说明具有上述结构的放大电路800的动作。
用于混频器103a、103b的2个局部信号LOa、LOb具有180°的相位差，第1常数包络线信号Saif’和第2常数包络线信号Sbif’预先具有180°的相位差以便在被频率转换为载波频率后恢复到原来的相位。但是，在频率转换前级的、常数包络线信号通过的2条路径(也就是从常数包络线信号生成单元101到混频器103a、103b的各路径)的之间，当电长度存在差异时，或由各放大器104a、104b或混频器103a、103b产生的相位改变量存在差异时，相位差的误差在频率转换后仍然留有，因此有可能导致合成后的发送信号失真。因此，可变移相器801a、801b可以对相位改变量进行调整来减小相位差的误差，并可以减小合成后的发送信号的失真。
如上所述，根据本实施方式，因为对由混频器103a、103b进行频率转换前的各常数包络线信号的相位改变量进行调整，所以，能够减小由常数包络线信号通过路径上的电长度差等而产生的相位差的误差，能够减小合成后的发送信号的失真。
另外，根据本实施方式，虽然说明了通过可变移相器801a、801b调整各常数包络线信号的相位改变量，但是，放大电路800的结构并不限于此。例如，如实施方式2所述的在常数包络线信号生成单元201内部使常数包络线信号的相位改变时，利用数字信号处理来改变并调整相位，能够获得与上述同样的作用效果。
(实施方式9)图13是表示本发明的实施方式9涉及的无线收发装置结构的方框图。图13所示的无线收发装置900包括实施方式1说明的放大电路100；发送和接收无线信号的天线901；在发送和接收时共用天线901，将放大电路100的输出信号输出到天线901，将通过天线901接收到的信号输出到无线接收单元903的天线共用器902；是从天线共用器902的输出信号中取出期待的接收信号的电路，例如由低噪声放大器、频率转换的混频器、滤波器、可变增益放大器和A/D转换器等构成的无线接收单元903；将声音、图像和数据等的信号调制成用于无线发送的信号，并将无线接收的信号解调为声音、图像和数据等信号的调制解调单元904。
另外，无线收发装置900，也可以具有实施方式2到实施方式8分别说明的放大电路200至放大电路800的任一个来代替放大电路100。
本实施方式涉及的无线收发装置900，使用上述的任一个实施方式说明的放大电路来放大发送信号。
如上所述，根据本实施方式，能够在无线收发装置900上实现与从实施方式1到实施方式8的任一实施方式上所述的作用效果同样的作用效果。
另外，本实施方式说明的无线收发装置900，可以适用于无线通信用和广播用的网络上使用的无线基站装置或通信终端装置。
(实施方式10)图14是表示本发明的实施方式10涉及的放大电路结构的方框图。另外，本实施方式说明的放大电路，与实施方式1说明的放大电路100具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注同样的号码，省略对其详细说明。
图14所示的放大电路1000，具有常数包络线信号生成单元1001和合成电路1003来代替图4所示的放大电路100的常数包络线信号生成单元101和合成电路105。另外，放大电路1000未设置放大电路100的移相器102a、102b、混频器103a、103b、局部振荡器106和局部信号移相器107a、107b。
常数包络线信号生成单元1001，具有正交调制单元1010来代替实施方式1说明的正交调制单元113。另外，还具有180°移相器1002。常数包络线信号生成单元1001，比如由ASIC或FPGA之类的数字信号处理电路也能够实现。
正交调制单元1010，除了实施方式1说明的混频器114a～114d和移相器115a、115b之外，还设置着局部振荡器1011。正交调制单元1010，将转换为模拟信号的基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq进行正交调制，生成实施方式1分别说明的第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbif。
正交调制单元1010的局部振荡器1011，例如为使用由PLL控制的VCO的频率合成器等的振荡电路，生成局部信号LO，并输出到移相器115a、115b。通过混频器114a～114d将由局部振荡器1011生成的局部信号LO与基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq进行混合，基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq进行频率转换。由此，基带信号Sai、Saq直接转换成具有载波频率ωrf的第1常数包络线信号Sarf，基带信号Sbi、Sbq直接转换成具有载波频率ωrf的第2常数包络线信号Sbif。生成的第1常数包络线信号Sarf输出到实施方式1说明的放大器104a，生成的第2常数包络线信号Sbrf输出到180°移相器1002。
180°移相器1002，使第2常数包络线信号Sbrf的相位改变180°。移相180°后的第2常数包络线信号Sbrf输出到实施方式1说明的放大器104b。
合成电路1003使由放大器104a、104b放大的第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf的任一个的相位改变180°后，将第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf进行矢量合成。由此生成作为从放大电路1000输出的信号的输出信号Srf。另外，合成电路1003，可以由比如微带线形成的180°混合式合成电路或平衡-不平衡转换器(balun)来实现。
接下来，说明具有上述结构的放大电路1000的动作。
首先，常数包络线信号IQ生成单元111，根据表示在下面的(式31)的输入信号S(t)，生成分别由上述的(式23)～(式26)表示的基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq。
S(t)＝Vmax/2·cos(ωift+ψ(t))+Vmax/2·cos(ωift+θ(t)) …(式31)基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq，由D/A转换器112a～112d分别转换为模拟信号，通过正交调制单元1010进行的正交调制来生成第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf。另外，第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf是一旦进行矢量合成就变为原来信号的信号。
第2常数包络线信号Sbrf由180°移相器1002移相180°。因此，用下面的(式32)和(式33)表示从常数包络线信号生成单元1001输出的第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf。
Sarf＝Vmax/2·cos(ωrft+ψ(t)) …(式32)Sbrf＝Vmax/2·cos(ωrft+θ(t)-180°) …(式33)另外，由180°移相器1002的180°移相，也可以利用数字信号处理来实现。此时，通过常数包络线信号IQ生成单元111，使用下面的(式34)(式35)(式36)和(式37)生成基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq。
Sai＝((I-Q·SQRT(x/a2-1)) …(式34)Saq＝((Q+I·SQRT(x/a2-1)) …(式35)Sbi＝((Q·SQRT(x/a2-1)-I) …(式36)Sbq＝((I·SQRT(x/a2-1)-Q) …(式37)放大器104a、104b放大从常数包络线信号生成单元1001输出的第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf。如果设放大器104a、104b的增益为G，则放大后的第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf就可以用下面(式38)和(式39)表示。
Sarf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t)) …(式38)Sbrf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+θ(t)-180°)…(式39)然后，通过合成电路1003，使放大后的第2常数包络线信号Sbrf的相位改变180°后，将放大后的第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf进行合成。由合成获得的输出信号Srf用下面的(式40)表示。
Srf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t))+G·Vmax/2·cos((ωrft+θ(t)-180°+180°)＝G·V(t)cos(ωrft+φ(t)) …(式40)另外，通过合成电路1003，使放大后的第1常数包络线信号Sarf的相位改变180°后，当对放大后的第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf进行合成时，由合成获得的输出信号Srf用下面的(式40)表示。
Srf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t)+180°)+G·Vmax/2·cos((ωrft+θ(t)-180°)＝G·V(t)cos(ωrft+φ(t)-180°) …(式41)在此设在常数包络线信号生成单元1001和合成电路1003之间混入的噪声为Sn。本实施方式的放大电路1000通过合成电路1003进行矢量合成能够消除该噪声。如果用运算式表示，则为如下所示。
设进入到第1常数包络线信号Sarf中的噪声为Sna，进入到第2常数包络线信号Sbrf中的噪声为Snb。噪声Sna、Snb分别由(式42)和(式43)来表示。
Sna＝Vn·cos(ωnt) …(式42)Snb＝Vn·cos(ωnt) …(式43)通过合成电路1003使噪声Sna和噪声Snb中的噪声Snb移相了180°时，包含在矢量合成后的输出信号Srf中的噪声成分Snout由下面的(式44)来表示。
Snout＝Vn·cos(ωnt)+Vn·cos(ωnt+180°)＝0 …(式44)图15是用三角波表示在放大电路1000内的各处理级获得的信号波形图。(a)中由实线表示的波形，是从常数包络线信号生成单元1001输出的第1常数包络线信号Sarf的波形，(a)中由虚线表示的波形是噪声Sna的波形。另外，(b)中由实线表示的波形是从常数包络线信号生成单元1001输出的第2常数包络线信号Sbrf的波形，(b)中由虚线表示的波形是噪声Snb的波形。噪声Sna和噪声Snb是同相。(c)、(d)中表示进行合成时的各信号波形。
也就是，(c)中由实线表示的常数包络线信号Sarf和由虚线表示的噪声Sna，是将由(a)所示的常数包络线信号Sarf和噪声Sna进行了放大。另一方面在(d)上由实线表示的常数包络线信号Sbrf和由虚线表示的噪声Snb，是将由(b)所示常数包络线信号Sbrf和噪声Snb进行放大，而且，由合成电路1003旋转了180°的相位。因此，(e)所示的合成后的信号中的噪声Sna、Snb相互抵消。
如上所述，根据本实施方式，将2个常数包络线信号Sarf、Sbrf通过常数包络线信号生成单元1001生成，所述的2个常数包络线信号Sarf、Sbrf是将它们之中任一个的相位改变180°再合成在一起的话，就可以获得原来信号的信号，通过合成电路1003使任一个的相位改变180°，由此输出信号Srf的波形成为将原来的输入信号S(t)放大的波形。另外，能够除去噪声Sna、Snb，能够防止由噪声而引起的通信质量的恶化。
(实施方式11)图16是表示本发明的实施方式11涉及的放大电路结构的方框图。另外，本实施方式说明的放大电路，与实施方式1说明的放大电路100具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注同样的号码，省略对其详细说明。
图16所示的放大电路1100，具有常数包络线信号生成单元1101来代替放大电路100的常数包络线信号生成单元101。另外，具有实施方式10说明的合成电路1003来代替合成电路105。再有，放大电路1100未设置放大电路100的移相器102a、102b和局部信号移相器107a、107b。
常数包络线信号生成单元1101，除了常数包络线信号生成单元101的常数包络线信号IQ生成单元111、D/A转换器112a～112d和正交转换单元113之外，还具有实施方式10说明的180°移相器1002。另外，常数包络线信号生成单元1101，由比如ASIC或FPGA之类的数字信号处理电路也能够实现。
说明具有上述结构的放大电路1100的动作。
首先，常数包络线信号生成单元1101，通过正交调制单元113生成第1常数包络线信号Saif和第2常数包络线信号Sbif。第2常数包络线信号Sbif的相位，通过180°移相器1002旋转180°。第1常数包络线信号Saif输出到混频器103a。移相后的第2常数包络线信号Sbif输出到混频器103b。
通过混频器103a、103b，将由局部振荡器106生成的局部信号LO与第1常数包络线信号和第2常数包络线信号Sbif进行混合。由此，第1常数包络线信号和第2常数包络线信号Sbif通过频率转换，获得第1常数包络线信号Sarf和第2常数包络线信号Sbrf。
此时，在混频器103a、103b的输出中，发生局部信号LO的漏泄。局部信号的漏泄可以用下面的(式45)和(式46)来表示。另外，SLO_outa为包含在第1常数包络线信号Sarf中的漏泄，SLO_outb为包含在第2常数包络线信号Sbrf中的漏泄。
SLO_outa＝VLO_out·cos(ωnt)…(式45)
SLO_outb＝VLO_out·cos(ωnt) …(式46)合成电路1003，使从放大器104b输入的信号的相位改变180°之后，将从放大器104a、104b输入的信号进行矢量合成。由此，用下面的(式47)表示包含在合成后的输出信号Srf中的局部信号LO的漏泄。
SLO_out＝VLO_out·cos(ωnt)+VLO_out·cos(ωnt+180°)＝0 …(式47)如上所述，根据本实施方式，将2个常数包络线信号Sarf、Sbrf通过常数包络线信号生成单元1001生成，所述的2个常数包络线信号Sarf、Sbrf是将它们之中任一个的相位改变180°再合成在一起的话，就可以获得原来信号的信号，通过合成电路1003使任一个的相位改变180°，由此输出信号S rf的波形成为将原来的输入信号S(t)放大的波形。。另外，能够抑制由局部信号LO的漏泄而产生的寄生分量。而且，对进入的噪声也可进行与实施方式10同样的动作，因此也能够进行抑制而防止通信质量的恶化。
另外，本实施方式的放大电路1100，能够适用于实施方式9说明的无线收发装置900。
(实施方式12)图17是表示本发明的实施方式12涉及的无线收发装置结构的方框图。另外，本实施方式说明的无线收发装置，与实施方式9说明的无线收发装置900具有同样的基本结构，故在同样的结构要素上标注同样的号码，省略对其详细说明。
图17所示的无线收发装置1200，具有实施方式10说明的放大电路1000、实施方式9说明的天线901、天线共用器902及调制解调单元904、无线接收单元1201。无线接收单元1201为从天线共用器902的输出信号中取出期待的接收信号的电路，例如，由低噪声放大器、转换频率的混频器、滤波器、可变增益放大器及A/D转换器等构成。
如上所述，根据本实施方式，无线收发装置1200可以实现与实施方式10所述的作用效果同样的作用效果。
另外，本实施方式的无线收发装置1200，能够适用于在无线通信用和广播用的网络使用的无线基站装置和通信终端装置。
本说明书是根据2003年10月20日申请的日本专利第2003-359440号和2004年10月18日申请的日本专利第2004-302792号，该内容全部包括在此作为参考。
工业实用性本发明的放大电路，具有在高功率效率的条件下提高通信质量的效果，例如无线通信和广播使用的发送装置中的作为放大发送信号的末级放大电路是有优势的。
权利要求
1.一种放大电路，包括生成用于分别具有规定相位的第1常数包络线信号和第2常数包络线信号的频率转换的第1局部信号和第2局部信号的生成单元；使用生成的第1局部信号和第2局部信号将第1常数包络线信号和第2常数包络线信号进行频率转换的频率转换单元；放大经频率转换处理的第1常数包络线信号和第2常数包络线信号的放大单元；以及将放大的第1常数包络线信号和第2常数包络线信号进行合成的合成单元；其中，上述的第1局部信号和上述的第2局部信号相互具有180°的相位差。
2.如权利要求1所述的放大电路，还包括调整生成的第1局部信号和第2局部信号的至少任一个的相位的局部信号相位调整单元。
3.如权利要求2所述的放大电路，还包括检测作为上述合成单元的合成结果而获得的输出信号的局部信号漏泄电平的检测单元；以及控制上述局部信号相位调整单元以便使检测的电平成为最小的相位控制单元。
4.如权利要求1所述的放大电路，还包括调整生成的第1局部信号和第2局部信号的至少任一个的振幅的局部信号振幅调整单元。
5.如权利要求4所述的放大电路，还包括检测作为上述合成单元的合成结果而获得的输出信号的局部信号漏泄电平的检测单元；以及控制上述局部信号振幅调整单元以便使检测的电平成为最小的振幅控制单元。
6.如权利要求1所述的放大电路，还包括调整频率转换的第1常数包络线信号和第2常数包络线信号的至少任一个的相位的常数包络线信号相位调整单元。
7.一种无线基站装置，具有如权利要求1所述的放大电路。
8.一种无线终端装置，具有如权利要求1所述的放大电路。
全文摘要
一种能够提高通信质量的放大电路。该电路中，常数包络线信号生成单元(101)，根据输入信号(Si、Sq)生成第1常数包络线信号和第2常数包络线信号。移相器(102a)使第1常数包络线信号的相位改变+α°，移相器(102b)使第2常数包络线信号的相位改变+β°。局部信号移相器(107a)使来自局部振荡器(106)的局部信号的相位改变 －α°，局部信号移相器(107b)使来自局部振荡器(106)的局部信号的相位改变－β°。混频器(103a、103b)使用来自局部信号移相器(107a、107b)的局部信号将来自移相器(102a、102b)的第1常数包络线信号和第2常数包络线信号进行频率转换。放大器(104a、104b)放大来自混频器(103a、103b)的信号。合成电路(105)合成来自放大器(104a、104b)的信号。
文档编号H04B1/04GK1868115SQ20048003000
公开日2006年11月22日 申请日期2004年10月20日 优先权日2003年10月20日
发明者泉贵志, 池田和彦, 佐佐木亮 申请人:松下电器产业株式会社