专利名称：电压供应电路、电源电路、扩音器单元及灵敏度调节方法
技术领域：
本发明涉及一种电压供应电路，确切地说，涉及一种用于给诸如电容扩音器等传感器供应电压的电压供应电路、使用该电路的扩音器单元，以及调节扩音器单元灵敏度的方法。
背景技术：
在诸如蜂窝电话等移动终端中广泛采用了使用被称为电容扩音器的扩音器的技术来用于音频通信。电容扩音器是这样一种电容器，它由其一个电极为振动膜的电容器形成，并且能够通过电容的变化来感知声音等的振动并且将其转化成电信号。
“PA音频通信系统”(Kougakutosho有限公司，1996)讲述了一个标准的电容扩音器系统。图20示出了使用电容扩音器的电容扩音器单元100的电路。如图20所示，现有电容扩音器单元包括电容扩音器101、结型场效应管(JFET)102、电容器103、电阻器104和105，以及DC电源106和108。
电容扩音器101为用于接收诸如声音等声压并且生成输出信号的振动传感器。电容扩音器101的一个电极通过电阻器104连接到DC电源108，并且另一个电极接地。电容扩音器101从DC电源108接收特定偏置电压。电容扩音器101的输出端连接到JFET 102的栅极。JFET102为用于放大来自电容扩音器101的输出信号并且生成放大信号的放大器。在JFET 102中生成的放大信号通过输出端107从电容扩音器单元100输出。
虽然如图20所示的电容扩音器单元100使用两个DC电源106和108，但是提升从DC电源106供应的电压以生成待供应到电容扩音器101的偏置电压也是可行的。
在这种电容扩音器单元中，在制造电容扩音器和JFET的过程中可能发生制造偏差。这种制造偏差会导致电容器电极之间的距离偏差以及JFET的放大效率的偏差，这会导致电容扩音器单元具有不同的灵敏度。
因此，一直需要即使在诸如电容扩音器等传感器件中发生制造偏差，电容扩音器单元也能够以恰当的灵敏度运行。
进而，现有技术通过准备灵敏度设置不同的两个电容扩音器单元并且自己切换电容扩音器单元来改变电容扩音器单元的灵敏度。在这种结构中，有必要准备数目与待切换的灵敏度级的数目相同的电容扩音器单元。因此，需要允许在一个单元中在多个灵敏度级之间进行选择的电容扩音器单元。
发明内容
根据本发明的一个方面，提出的电压供应电路包括电源升压器；放大器，以通过电源升压器生成的电压作为电源电压来运行，并且将偏置电压供应给传感器；以及输出电压设置部分，包括用于放大器的反馈电阻器，该反馈电阻器具有根据传感器的偏置电压设置值而确定的电阻。
该结构可以选择用于供应给诸如电容扩音器等传感器的偏置电压。
根据本发明的另一个方面，提出的扩音器单元包括扩音器，用于接收偏置电压；电源升压器；以及放大器，以通过电源升压器生成的电压作为电源电压来运行，并且将偏置电压供应给扩音器；以及输出电压设置部分，包括用于放大器的反馈电阻器，该反馈电阻器具有根据扩音器的偏置电压设置值而确定的电阻。
该结构可以减小扩音器单元的灵敏度偏差。
根据本发明的又一个方面，提出的用于调节扩音器灵敏度的方法包括将基准音调输入到扩音器；对用于基准音调的扩音器的输出和参考电压进行比较；根据比较结果来输出设置值，用于设置偏向扩音器的偏置电压；以及存储设置值并且根据设置值来确定用于输出偏置电压的放大器的反馈电阻值。
该灵敏度调节操作可以减小扩音器单元的灵敏度偏差。
下面结合附图所进行的讲述将使本发明的上述和其他目标、优势和特征更为清楚，其中图1示出了本发明的电容扩音器单元；图2示出了根据本发明第一实施例的电容扩音器单元的电压供应电路；图3示出了本发明的灵敏度调节设备；图4示出了电容扩音器单元的灵敏度与偏置电压之间的关系；图5示出了从调节信号生成器输出的设置值和调节偏置电压的量；图6示出了数据处理器中的移位寄存器；图7为电路图，示出了从与第一选择器相对应的存储器到第一选择器中的开关的结构；图8示出了根据本发明第二实施例的电容扩音器单元；图9示出了根据本发明第三实施例的电容扩音器单元；图10示出了根据本发明第四实施例的电容扩音器单元；
图11示出了使用另一电路作为存储器的情况；图12示出了使用另一电路作为存储器的情况；图13示出了使用另一电路作为存储器的情况；图14示出了根据本发明第五实施例的电容扩音器单元；图15示出了根据本发明第五实施例的电容扩音器单元的操作；图16示出了根据本发明第六实施例的电容扩音器单元；图17示出了根据本发明第六实施例的电容扩音器单元的操作；图18示出了根据本发明第七实施例的电容扩音器单元的操作；图19示出了根据本发明第八实施例的电容扩音器单元；图20示出了现有电容扩音器单元。
具体实施例方式
现在参照解释性实施例来讲述本发明。本领域的一般技术人员都知道，使用本发明的讲述可以完成许多可选的实施例，并且本发明并不限于用于解释性目的的实施例。
以下实施例以电容扩音器单元作为扩音器单元的例子来进行讲述。
第一实施例图1示出了根据本发明第一实施例的电容扩音器单元。第一实施例的电容扩音器单元包括电压供应电路1、电容扩音器2、放大器3、电容器4、电阻器5和6，以及电源7。
电压供应电路1提升来自电源7的电压，并且将偏置电压供应给电容扩音器2。通过电阻器5将偏置电压供应给电容扩音器2。稍后对从电压供应电路1输出的偏置电压进行讲述。电容扩音器2为扩音器元件(振动传感器)，其一个电极为振动膜。放大器3为结型场效应管(JFET)，用于在其栅极接收电容扩音器2的输出。JFET 3被连接在电源7和地之间。
在该电容扩音器单元中，作为振动传感器的电容扩音器2的振动膜响应声音等进行振动。由于当振动膜振动时电容发生变化，因此存储在电容扩音器2中的电荷也相应变化。基于电荷的改变，电阻器5和电容扩音器2之间的节点电压也发生变化。将电压变化作为电容扩音器2的输出信号通过电容器4供应给JFET 3的栅极电极。JFET 3对来自电容扩音器2的输出信号进行放大，并且将其从JFET 3的源极和电阻器6之间的节点输出，作为电容扩音器单元的输出信号。
电容器4切断待被供应给JFET 3的栅极的电压的DC分量。电阻器5对阻抗与JFET 3的栅极进行匹配。
第一实施例的电容扩音器单元具有高灵敏度模式和低灵敏度模式。在高灵敏度模式中，将第一偏置电压(例如约为24V)施加到电容扩音器2；在低灵敏度模式中，对其施加第二偏置电压(例如约为12V)。在操作电容扩音器单元期间，将用于设置模式的模式指定信号从外部供应到电压供应电路1。电压供应电路1根据模式指定信号将第一或第二偏置电压施加到电容扩音器。
在连续操作中，从电压供应电路1供应到电容扩音器2的基础电压是由模式指定信号决定的。不过，如前所述，在电容扩音器单元中发生了制造偏差。因此，第一实施例的电压供应电路1被构造成能够通过预先执行的灵敏度调节来调节第一和第二偏置电压，如后所述。现在来详细讲述电压供应电路1。
图2为框图，示出了第一实施例的电压供应电路1的结构。第一实施例的电压供应电路1包括电源升压器21、稳压器22和输出电压设置部分23。
电源升压器21将从电源7供应的电压(例如5V)提升到必需的电压水平(例如约24V)并且输出经过提升的电压。电源升压器21可以通过例如电荷泵或DC/DC转换器来执行。
稳压器22生成待从电压供应电路1输出的偏置电压。稳压器22具有参考电压电源222和非反相放大器221。例如，参考电压电源222可以为例如频带间隙电压电源(BGR)，用于生成来自电源7的电压的稳定固定电压。非反相放大器221以在电源升压器21中生成的电压作为电源电压来运行。非反相放大器221的非反相输入端接收来自BGR 222的稳定参考电压，同时反相输入端通过反馈电阻器来接收反馈输入。反馈电阻器的电阻值是通过输出电压设置部分23来设置的，稍后将对其进行详细讲述。
非反相放大器221对供应到其非反相输入端的电压进行放大并且将其作为偏置电压进行输出。放大程度是由反馈电阻器的电阻值来决定的。准确地说，是由反馈电阻器的电阻值和连接在非反相放大器221的非反相输入端和地之间的电阻器的电阻值的比率来决定的。因此，从电压供应电路1输出的偏置电压是通过输出电压设置部分23的反馈电阻值来设置的。
输出电压设置部分23设置待从稳压器22输出的偏置电压。输出电压设置部分23通过改变放大器221的反馈电阻值来设置偏置电压。输出电压设置部分23具有第一反馈电阻器231和第二反馈电阻器232。在高灵敏度模式期间使用第一反馈电阻器231，并且在低灵敏度模式期间使用第二反馈电阻器232。输出电压设置部分23根据模式指定信号，选择性地使用第一或第二反馈电阻器，从而在高灵敏度模式和低灵敏度模式之间进行切换。
在第一实施例的电压供应电路1中，BGR 222根据从电源7供应的电压来生成参考电压。参考电压通过非反相放大器221进行放大并且被输出为偏置电压。此时，输出电压设置部分23接收模式指定信号，并且选择第一反馈电阻器231或第二反馈电阻器232。非反相放大器221输出放大电压所需的功率是通过电源升压器21生成的。使用该结构的电压供应电路1允许生成用于高灵敏度模式的偏置电压和低灵敏度模式的偏置电压，并且电容扩音器单元以这些电压来运行。
下面来详细讲述用于调节偏置电压的输出电压设置部分23的结构。第一实施例的输出电压设置部分23包括第一和第二反馈电阻器231和232、第一和第二选择器233和234、数据处理器235和存储器236。反馈电阻器231和232包括在非反相放大器221的输出端和地之间串联的多个电阻器。在第一实施例中，反馈电阻器231和232的每一个具有串联的8个电阻器。反馈电阻器231和232并联连接到非反相放大器221。
选择器233和234分别连接到反馈电阻器231和232。选择器233和234的每一个具有连接到反馈电阻器231和232中的电阻器之间的节点的7个开关。在选择器233和234中，七个开关之一是根据存储在存储器236中的设置值来选择的，如后所述。与所选开关相对应的节点连接到如上所述的非反相放大器221的反相输入。
输出电压设置部分23具有根据稍后所述的灵敏度调节操作来存储设置值的存储器236。数据处理器235输出存储在存储器236中的设置值并且输出用于选择选择器233和234中的开关的信号。存储在存储器236中的设置值与用于设置反馈电阻值的设置值相对应，以调节偏置电压。数据处理器235还接收模式指定信号，并且输出用于有选择性地将第一反馈电阻器231或第二反馈电阻器232连接到放大器221的开关控制信号。
因此，数据处理器235为用于输出用于指定模式和调节偏置电压的设置值的电路。
第一实施例的电压供应电路1在灵敏度调节中调节第一偏置电压值和第二偏置电压值，并且将该设置作为反馈电阻器的设置值存储到存储器236中。
在当实际使用电容扩音器单元时的常规操作中，电压供应电路1只接收模式指定信号。此时，在电压供应电路1中的输出电压设置部分23中，数据处理器235输出所存储的设置值，以及用于选择第一或第二反馈电阻器的信号。在选择器233和234中，选择与设置值数据相对应的开关，并且反馈电阻器中的8个电阻器中的任意数目(1～7)个电阻器连接到非反相放大器221。反馈电阻值是通过这一操作设置的。非反相放大器221的放大程度是通过相连的第一或第二反馈电阻器和连接到每一个反馈电阻器中的反相输入端的电阻器的个数决定的。从而输出偏置电压。
在该结构中，第一实施例的电容扩音器单元以高灵敏度模式或低灵敏度模式来运行。电容扩音器单元的灵敏度偏差根据灵敏度调节可以通过施加在电压供应电路1中经过了调节的偏置电压来进行校正。这允许电容扩音器单元具有稳定的灵敏度。
这里来讲述灵敏度调节。图3示出了用于调节第一实施例中的电容扩音器单元的灵敏度的灵敏度调节设备的结构。灵敏度调节设备包括信号生成器31、扬声器32、电容扩音器单元33和检查与调节单元34。
例如，信号生成器31为用于生成带有预定频率的信号的设备。在灵敏度调节中它生成与基准音调相对应的信号。扬声器32将通过信号生成器31生成的信号作为实际音调供应给电容扩音器单元33。由于电容扩音器单元33与图1所示的电容扩音器单元相同，因此这里不对其进行详细讲述。检查与调节单元34测量从电容扩音器单元输出的信号并且输出设置值以将其存储到电容扩音器单元的电压供应电路1。检查与调节单元34包括比较器341、参考电路342和调节信号生成器343等。
在第一实施例的灵敏度调节方法中，信号生成器31和扬声器32将基准音调供应给电容扩音器单元33。电容扩音器单元33将基准音调转化成电信号并且将其输出。从电容扩音器单元33输出的信号被供应到检查与调节单元34中的比较器341的一个输入端。比较器341的另一输入端供应有用于比较的参考电压。参考信号被存储在参考电路342中，以作为当输入基准音调时将其从电容扩音器单元输出的信号电平。比较器341对参考电压和电容扩音器单元的输出电平进行比较，并且将比较结果输出到调节信号生成器343。调节信号生成器343根据电容扩音器单元的输出电平和参考电压的电平之间的差来确定偏置电压的改变量。然后，它输出用于设置待从电压供应电路1输出的电压的设置值，即为用于设置反馈电阻器的反馈电阻值的设置值。将设置值供应到电压供应电路1中的输出电压设置部分23并且将其存储在存储器236中。
图4示出了电容扩音器单元的灵敏度和偏置电压之间的关系。图5示出了从调节信号生成器343输出的设置值以及偏置电压的调节量。
如上所述，检查与调节单元34根据电容扩音器单元的输出电平和参考电压之间的差来确定偏置电压的改变量。图4还示出了灵敏度和调节量之间的关系。
例如，如果电容扩音器单元的输出信号为低电平，并且灵敏度低于设置范围，则提升用于电容扩音器单元的偏置电压，以提高灵敏度。此时，偏置电压的增加量也是由灵敏度与设置范围的偏差量确定的。如果电容扩音器单元的灵敏度高于设置范围，则确定电容扩音器单元的偏置电压的调低量。
如果电容扩音器的偏置电压为24V并且电容扩音器单元的输出电平表示与图4中的点A相对应的灵敏度，则决定偏置电压增加3V。偏置电压增加3V允许电容扩音器单元表示图4中的点B上的灵敏度，这是处于设置范围中的。在高灵敏度模式期间调节信号生成器343生成与设置相对应的数据，以使偏置电压增加3V，并且将其供应给电压供应电路1中的存储器236。图5示出了待从调节信号生成器343输出的设置值的列表，以表示诸如“高灵敏度模式中的偏置电压+3V”等设置。如图5所示，设置值被输出为7位的串行数据。7位数据中最高有效位(MSB)表示是高灵敏度模式还是低灵敏度模式，并且从第二到第四这三位用于从第一选择器233中所包括的7个开关中选择一个。从第五到第七这三位用于从第二选择器234中所包括的7个开关中选择一个。如上所述，反馈电阻值是通过选择每一个选择器中的开关来确定的，从而偏置电压得到设置。
由于在高灵敏度模式和低灵敏度模式中可以在+3V的调节范围内以1V为单位来调节偏置电压，因此本实施例使用了7位数据。不过，位数可以根据电压设置量或范围以及灵敏度模式的个数等进行变化。
这样，第一实施例的灵敏度调节设备根据电容扩音器单元的输出和参考电压之间的差来确定用于电压供应电路1的设置值。数据被存储到电压供应电路1中的存储器236中。从而可以生成其中每一个单元的灵敏度都不会大范围变化的电容扩音器单元。
回头参照图2，下面来详细讲述用于接收7位数据的数据处理器235的结构。数据处理器235包括如图6所示的7级移位寄存器。在灵敏度调节操作中移位寄存器供应有与如上所述的设置值相对应的7位串行数据和来自外部的时钟。移位寄存器与时钟的下降沿相同步，依次接受串行数据，因此在7个时钟中接受了所有的7位串行数据。在接受7位串行数据时获取移位寄存器的每一级的输出允许将串行数据转化成并行数据。在图6中，输出端61～67用作并行数据的输出端。
分别与第二、第三和第四数位相对应的输出端62、63和64连接到用于第一选择器233的存储器。分别与第五、第六和第七数位相对应的输出端65、66和67连接到用于第二选择器234的存储器。
图7为电路图，示出了从与第一选择器233相对应的存储器236到第一选择器233中的开关的结构。如图7所示，第一实施例中的存储器236是由位于数据处理器的移位寄存器和选择器之间的熔丝元件组成。与第一选择器233相对应的存储器236具有三个熔丝元件711、712和713，以及开关元件721、722和723。熔丝和开关在电源线和地之间串联。开关元件相对于熔丝元件，连接到接地侧，并且高电阻器731、732和733与开关元件相并联，连接在熔丝元件和地之间。开关元件721、722和723的栅极分别接收已经被转换成并行数据的与第二、第三和第四数位相对应的数据。因此，开关元件721、722和723分别连接到如图6所示的并行数据输出端62、63和64。假设这里供应有与如上所述的“高灵敏度模式中的偏置电压提高3V”的设置相对应的信号，即第二数位为1并且第三和第四数位为0，如图5所示。这仅接通了与第二数位的位相对应的开关元件721，并且断开其他开关元件722和723。在灵敏度调节期间，在该状态中从检查与调节单元供应熔丝断路电压VBIAS。确切地说，当调节灵敏度时，电源线连接到熔丝断路电压VBIAS。如果供应熔丝断路电压VBIAS，则过电流只流经连接到处于on状态的开关元件721的熔丝元件711，从而切断熔丝元件711。由于开关元件722和723处于off状态并且分别只通过高电阻器732和733接地，因此过电流没有流经其他熔丝元件712和713。在熔丝断路之后，熔丝断路电压VBIAS与电源线分开。
在第一实施例中，上述设置值被存储为熔丝断路状态。这里来讲述常规操作。在常规操作中，电源线连接到常规电路电源VDD，并且只切断熔丝711。在存储器236中，熔丝元件和高电阻器之间的节点(开关元件)被连接到第一选择器233中的逻辑电路，即为连接到图7所示的例子中的选择器中的7个开关的AND门电路。在这种情况下，与熔丝切断部分相对应的熔丝元件711和高电阻器731之间的节点处于接地电压(低电平)，而其中熔丝没有被切断的熔丝元件712和713以及高电阻器732和733之间的节点处于高电源电压(高电平)。因此，在图7的电路中，选择器的开关是通过从其中所有输入都处于高电平的AND门电路，即为处于图7的最靠左边的AND门电路，的输出高电平来选择的。
虽然图7只示出了与第一选择器233相对应的存储器和第一选择器233的连接，但是以相同的方式形成用于第二选择器234的由熔丝组成的存储器236，以便通过切断熔丝来存储设置值。
这样，通过灵敏度调节操作设置的设置值被存储在输出电压设置部分23中，并且根据设置值来生成偏置电压。
如上所述，本实施例通过灵敏度调节操作来确定用于设置电容扩音器单元的灵敏度的设置值，并且将该值存储到用于电容扩音器的电压供应电路中。由于电容扩音器的电压供应电路根据设置值来设置反馈电阻值，因此可以生成没有任何灵敏度偏差的电容扩音器单元。进而，由于偏置电压为由非反相放大器从参考电压放大的电压，因此能够以较低的脉动来供应稳定的偏置电压。
第二实施例图8示出了根据本发明第二实施例的电容扩音器单元。在图8中，与第一实施例相同的元件用相同的标号来表示，并且这里不再对其进行讲述。
第二实施例与第一实施例的不同之处在于第一反馈电阻器831、第二反馈电阻器832、第一选择器833和第二选择器834的结构。在第一实施例的反馈电阻器231和232中，多个电阻器串联，并且开关连接到电阻器之间的节点。另一方面，在第二实施例的反馈电阻器831和832中，7个电阻器并联，并且1个电阻器与7个电阻器串联。电阻器的一端接地。虽然每一个第一和第二选择器833和834具有如第一实施例的7个开关，但是连接方式不同。将每一个开关元件的一端连接到接地的电阻器和并联的7个电阻器之间的节点。每一个开关的另一端连接到非反相放大器221的非反相输入端。
在该实施例中，并联分布的7个电阻器的电阻值彼此不同。与第一实施例相似，数据处理器235供应设置值，用于从选择器833和834中的7个开关中选择1个。因此，具有不同电阻值的7个电阻器的任意一个连接到第二实施例中的非反相放大器的反相输入端。这样，第二实施例通过从具有不同电阻值的电阻器中选择任意一个并且将其连接到反相输入端，来设置反馈电阻值。
由于第一实施例连接相串联的电阻器之间的任意节点，因此难以准确设置非反相放大器的放大程度。例如，如果在第一实施例中非反相放大器的输出和连接到反相输入端的节点之间的电阻器的个数为1，则从节点到地之间相连的电阻器个数为7。如果非反相放大器的输出和连接到反相输入端的节点之间的电阻器的个数为2，则从节点到地之间相连的电阻器个数为6。由于放大器221的放大程度是根据连接到反相输入端的反馈电阻器的电阻值和连接在反相输入端和地之间的电阻器的电阻值的比率变化的，因此在第一实施例中相串联的每一个电阻器的电阻值的设置是很复杂的。因此有时难以准确调节偏置电压。另一方面，在第二实施例的电压供应电路1的结构中，很容易调节连接到反相输入端的反馈电阻器的电阻值和连接在反相输入端和地之间的电阻器的电阻值的比率，从而提高了设置偏置电压的准确度。
第三实施例图9示出了根据本发明第三实施例的电容扩音器单元。在图9中，与第一实施例相同的元件用相同的标号来表示，并且这里不再对其进行讲述。
在第三实施例中，第一和第二反馈电阻器以及第一和第二选择器分别集中为一个反馈电阻器91和一个电阻器92。反馈电阻器91包括多个串联的电阻器。选择器92包括连接在电阻器之间的节点和反相输入端之间的多个开关。第三实施例的电压供应电路1通过组合在选择器92中所选择的开关来确定反馈电阻值。
虽然第一实施例是通过从连接到8个电阻器之间的节点的7个开关中选择一个来设置反馈电阻值，但是第三实施例可以通过改变待在灵敏度调节中被设置的设置值的数据和所选开关的对应关系来选择多个开关。
例如，增加待在灵敏度调节中被设置的数据的位数，以与选择器中的开关个数相对应。然后，当调节灵敏度时，与开关个数相对应的位数的设置值是根据待在高灵敏度模式和低灵敏度模式中的电压调节量来存储的。在常规操作期间，根据设置值来为选择器中的每一个开关确定反馈电阻器的电阻器和反相输入端之间的节点连接。
如果8个电阻器串联并且7个开关是以与第一实施例相同的方式形成在选择器中，则选择开关有128种方法。在这种情况下，待存储在存储器中的设置值在高灵敏度模式中为开关的组合数据，并且在低灵敏度模式中为开关的组合数据。因此，在灵敏度调节中得到的设置值为与每一个开关相对应的7位数据，并且存储器236存储两种样式的7位组合。通过改变存储在存储器中的设置值与开关的对应关系，可以在高灵敏度模式和低灵敏度模式中分享反馈电阻器和选择器，并且通过一个反馈电阻器91和一个选择器92来设置偏置电压。
第四实施例图10示出了根据本发明第四实施例的电容扩音器单元。在图10中，与第一实施例相同的元件用相同的标号来表示，并且这里不再对其进行讲述。
在第四实施例中，对数放大器1001连接到非反相放大器221的输出。第四实施例通过称为对数放大器的放大器对从非反相放大器221输出的电压进行进一步放大，并且将其作为偏置电压供应给电容扩音器2。对数放大器为其中输出相对于输入以指数方式增加的放大器。
在第四实施例中，对数放大器1001具有操作放大器、二极管、双极晶体管和电阻器。操作放大器的非反相输入端通过输入电阻器接收非反相放大器221的输出。操作放大器的非反相输入端通过电阻器接地。操作放大器的输出通过输出电阻器以及并联的二极管和双极晶体管反馈到反相输入端。对数放大器1001接收通过电源升压器提升的电压，作为电源电压。
一般来说，当用于电容扩音器单元的偏置电压上升时，电容扩音器单元的灵敏度以指数方式上升。因此，第四实施例使用了输入-输出特性基本与用于偏置电压的电容扩音器的特性相同的对数放大器。
在对数放大器中，输出相对于输入变化以指数方式增加，如上所述。例如，在第一实施例的电压供应电路中，非反相放大器在±3V的范围内调节用于电容扩音器的偏置电压。不过，由于第四实施例通过对数放大器对非反相放大器的输出进行放大，可以在大于±3V的范围内调节偏置电压。
可选实施例虽然在第一实施例中具有三个熔丝元件的存储器即存储器236从7个开关中选择任意一个，但是可以使用另一结构用于存储器。图11示出了其中使用另一电路作为存储器的情况。虽然在第一实施例中存储器236位于数据处理器235和选择器233之间，但是在该可选实施例中存储器与反馈电阻器并联。熔丝与反馈电阻器的多个电阻器并联。
然后，根据灵敏度调节操作中的电压调节量来切断7个熔丝的任意熔丝。可以通过使熔丝与反馈电阻器并联放置并且在灵敏度调节期间这样切断熔丝来形成存储器。该结构适用于第二至第四实施例的任一个。图12示出了其中又一可选实施例应用于第二实施例的情况。图12所示的存储器是通过将熔丝放置在每一个反馈电阻器和开关之间并且在灵敏度调节期间切断任意熔丝来存储设置值的。
虽然上述实施例是通过使用熔丝来形成存储器的，但是存储器并不限于熔丝元件，也可以使用齐纳击穿器件(Zener-zap)或EEPROM。齐纳击穿器件是操作与熔丝相反的元件。熔丝通过切断使两点总是断开来存储数据，而齐纳击穿器件通过击穿来使两点总是短路来存储数据。例如，这种存储器可以通过用齐纳击穿器件元件替换图11所示的可选实施例的熔丝来实施。
图13为电路图，示出了其中用EEPROM替换用于形成图7所示的第一实施例的存储器的熔丝的结构。为了在具有图13的结构的电路中得到与第一实施例中的存储器相同的输出，在灵敏度调节期间将高电压施加于作为写电压的Vwrite。进而，将低电平信号供应给EEPROM元件1321的控制栅极，并且将高电平信号供应给EEPROM元件1322和1323的控制栅极。结果，在EEPROM元件1321中，对浮动栅上的电子进行放电，以使其处于常on态。另一方面，在EEPROM元件1322和1323中，不对浮动栅上的电子进行放电，以使其停留在擦除状态。由于在完成灵敏度调节操作之后没有将任何电压施加于Vwrite和控制栅极，因此处于擦除状态的元件总是断开的，并且只将低电平信号供应给处于图13的最左处的反相器。因此，只有处于图13的最靠左边的AND门电路输出高电平，以选择与第一实施例的情况中相同的开关。
虽然在上述实施例中电源升压器21将电源电压提升到恒定水平而不管模式指定信号如何，但是也可以将模式指定信号输入到电源升压器21，以便它根据模式产生放大器所需的电压。
第五实施例图14示出了根据本发明第五实施例的电容扩音器单元。在该实施例中，放电器1401和用于电容扩音器2的定时器1410被添加到第一至第四实施例和可选实施例的电压供应电路1中。在该实施例中，电压供应电路1、电阻器5、放电器1401和定时器1410形成为一个LSI芯片(半导体器件)。该实施例指的是在作为电源电路的一个芯片中形成的结构。在图14中，与第一实施例相同的元件用相同的标号来表示，并且这里不再对其进行讲述。
如参照图1的第一实施例所述，将从电压供应电路1输出的偏置电压通过电阻器5供应给电容扩音器2。电阻器5的电阻值可以为例如约1～10GΩ，并且优选情况下电阻值为约1GΩ。由于JFET 3的栅极阻抗很大，因此需要放置电阻器使其与阻抗匹配。本实施例的放电器1401连接在电阻器5和电容扩音器2之间的节点A和地之间。
放电器1401具有电阻约为100～1000kΩ的放电电阻器1402和例如N型MOSFET的开关1403。开关1403连接到定时器1410，并且根据来自定时器1410的指令接通或断开。放电器1401用作快速放电装置。
定时器1410接收外部控制信号并且将操作指令供应给开关1403。例如，这是根据来自CPU(图中未显示)等的单独信号来控制的。确切地说，图中未显示的CPU等检测用于电源电路的电源的接通或断开，并且例如通过将控制信号供应给定时器来执行控制。控制信号可以为上述实施例中所讲述的模式指令信号。在这种情况下，在当模式指定信号从高灵敏度模式变为低灵敏度模式时的时点上，定时器可以将操作指令供应给开关。
现在参照图15来讲述第五实施例中的放电器1402的操作。如上所述，当施加电源电压时，定时器1410从外部接收控制信号并且在预定时间段(D1)内闭合放电器1401的放电开关1403。从而快速将电容扩音器中所剩余的电荷排出，这不会引起噪声。当断开电源电路时，在电源电压下降之前也从外部供应控制信号。定时器1410接收控制信号并且在预定时间段(D2)内闭合放电器1401，从而快速将电容扩音器中所剩余的电荷排出。
现在来讲述在本实施例中没有放电器1401的情况。如果没有放电器1401，则存储在电容扩音器中的电荷通过用于阻抗匹配的高电阻器5被排放到电压供应电路1的地。不过，由于电荷是通过高电阻器5和电压供应电路1的内电路进行排放的，因此这种排放是极慢的。如果电荷残留在电容扩音器2中，则通过电容器4连接到电容扩音器2的JFET 3的栅极电荷的排放也是非常缓慢的。如果电容扩音器2在电荷转移期间重复接通和断开，则ON和OFF的切换会引起噪声。
例如，如果如第一至第四实施例中所述，电容扩音器允许在高灵敏度模式和低灵敏度模式之间进行切换，则当从高灵敏度模式(偏置电压为24V)切换到低灵敏度模式(偏置电压为12V)时，电容扩音器2和JFET 3的栅极的放电是不充分的，因此会引起噪声。
另一方面，在本实施例中，放电器响应电源的ON和OFF或者模式指定信号，快速排放残留在电容扩音器中的电荷。从而即使当在放电过渡期间执行电源ON/OFF切换或模式切换时，也可以在不引起噪声的情况下进行切换。确切地说，作为D1和D2，定时器的设置使得将开关闭合约1～100微秒。
因此，即使与JFET 3的输入阻抗相对应的电阻器5的电阻值很高，使用本实施例的电源电路也可以确保放电。如果没有使用本实施例的放电器，则由例如多晶硅组成的电阻器连接在栅极和源极之间，以消除JFET的栅极电荷，用于减小噪声。不过，由于如果JFET的栅极和源极之间的电阻器的电阻值太低则会发生热噪声，而如果电阻值太高则放电效果会很低，因此这种情况需要非常精确的电阻控制。由于扩音器的操作在没有栅极和源极之间的电阻器的情况下没有任何问题，因此本实施例允许去掉电阻器。因此，就不需要对位于JFET的栅极和源极之间的多晶硅电阻器进行严格的电阻控制。不用说，使用电阻器也是可以的。
第六实施例现在参照图16和17来讲述本发明的第六实施例。图16示出了根据第六实施例的扩音器单元和电源电路160。第五实施例的电源电路在电源进行ON和OFF的切换时或者在从高灵敏度模式切换到低灵敏度模式时，对电容扩音器进行放电。本实施例的电路也可以响应从低灵敏度模式切换到高灵敏度模式。因此，本实施例与第五实施例的不同之处在于除了具有放电器1401之外，还具有充电器1601，并且还具有用于控制放电器1401和充电器1601的开关的打开和闭合时间的定时器1610。
虽然图16为了简化只示出了一个模块中的定时器1610，但是实际上有两个定时器，一个用于打开和闭合放电器1401，一个用于打开和闭合充电器1601。从定时器16存在两条信号线。充电器1601具有电阻为约100～1000kΩ的充电电阻器1602和由P型MOSFET组成的开关1603。充电器1601插在电压供应电路1的输出和节点A之间。
下面来讲述定时器1610和开关的操作。优选情况下充电电阻器和放电电阻器的电阻为约100～1000kΩ。
如前所述，电压供应电路1允许进行灵敏度切换。例如，灵敏度切换是根据用户和扩音器之间的距离来进行恰当选择的。例如，如果用户离扩音器太远，则提高灵敏度，如果用户太靠近扩音器，则降低灵敏度(常规设置)。太远或太近的定义可以用不同的方式来进行设置。例如，在移动电话等中，当用户看着显示屏或不用手拿电话进行通话时，则检测距离为较远并且提高灵敏度。另一方面，当用户通过将移动电话放在耳边进行通话时，也就是当用户的脸部不能在显示屏上被识别时，则检测距离为较近并且降低灵敏度。因此是根据用户的脸部是否在显示屏上、是否用手拿电话等来进行判定的，并且移动电话的CPU等输出灵敏度切换信号。从而提高或降低偏置电压，以改变灵敏度。
在这种情况下，频繁地根据情况来提高和降低偏置电压，并且放电更为重要。进而，考虑到从低灵敏度模式切换到高灵敏度模式，优选情况下执行快速充电。本实施例使用充电器用于其中模式从低灵敏度模式切换到高灵敏度模式等的情况。
下面参照图17的时序图来讲述第六实施例的操作。在本实施例的电容扩音器单元中，定时器1610在接收到灵敏度切换信号时运行。根据从定时器1610输出的信号，充电器1601和放电器1401在预定时间段内运行。如上所述，定时器1610包括用于充电的定时器和用于放电的定时器，并且预定时间段C1和预定时间段C2都为约1～100微秒。
例如，当为了切换扩音器的灵敏度通过外部切换信号提高电压供应电路1的输出电压时，充电器1601的开关1603在预定时间段C1内是接通的。间隔是由内部定时器创建的。通过接通开关和闭合电路，立刻对电容扩音器2和JFET 3的栅极进行充电。从而可以消除作为现有技术中的问题的时滞。
下面参照图17的时序图来进一步详细讲述该操作。例如，在接收到用于将偏置电压从约12V提升到约24V的灵敏度切换信号时，充电器1601的开关1603闭合，并且将电压供应电路1的输出供应到高电阻器5。同时，激活定时器1610，以通过充电电阻器36在约1～100微秒内执行快速充电。当预定充电时间段结束时，打开开关1603，以打开充电器35。上述操作只是一个例子，并且在切换用于两个或更多(多个)预定偏置电压的灵敏度的情况下，当提升偏置电压时，充电器的操作方式是相同的。
另一方面，在接收到用于将偏置电压从约24V降低到约12V的灵敏度切换信号时，放电器1401运行，并且开关1403闭合以通过放电电阻器31执行快速放电。闭合开关1403的时间段也是由定时器1610的设置决定的，并且快速放电例如执行约1～100微秒。当改变设置以减小电压值或者降低从多个预定偏置电压中进行选择的灵敏度时，使用该放电来作为快速放电操作。因此，本实施例具有放电器来作为快速放电装置。
这就不需要现有结构中所必需的在用于电容扩音器和JFET栅极的放电的JFET的栅极和源极之间放置电阻约为1GΩ的高电阻器。从而不会发生由高电阻器引起的噪声，因此改善了声音质量和特性。进而，偏置的高电阻器、电容扩音器和JFET栅极形成低通滤波器结构，从而也减小了位于可听范围之外的抖晃度等。
电源电路可以形成为一个LSI芯片或半导体器件。在这种情况下，当从输出端看时，电阻器与充电器、偏置电源电路和放电器串联，从而图中未显示的电源电路的输出端的静电放电容限增加。
第七实施例下面参照图18的控制时序图来讲述本发明的第七实施例。第七实施例在电路结构上与第六实施例相同。与第一实施例一样，第七实施例控制处于电源电压的上升和沿下降沿的放电器1401。确切地说，控制器(CPU)在电源电压的上升沿和下降沿上接通放电器1401的开关1403，以便立刻停止将偏置电压供应给电容扩音器。
从而可以防止将处于偏置应用中的过渡过冲电压提供给电容扩音器，因此抑制了噪声。另外在这种情况下，闭合开关的时间是由定时器设置的。
优选情况下定时器1601设置的时间即时间D3和D4为在电压上升和下降过程中发生过渡偏置波动的时间。虽然确切地说是根据每一个电源的特性决定的，但是用于电压上升和下降的时间段基本上是相同的。更为简洁地说，可以与第五实施例中的时间段D1和D2一样，将开关闭合约1～100微秒的时间。也可以使其与第六实施例中的时间段D2相同，约为1～100微秒。
第八实施例下面参照图19来讲述本发明的第八实施例。本实施例使用充电/放电开关1901来作为快速放电装置。充电/放电开关1901并联连接到高电阻器5的两端。由于电压供应电路1的输出阻抗通常较低约为100～1000kΩ，因此如果通过开关1901绕过高电阻器5，则可以在短时间内执行充电和放电。进而，电阻值约为100～1000kΩ的电阻器1902位于高电阻器5和图中未显示的输出端之间。可以去掉电阻器1902。
由于该结构将偏压施加于处于低阻抗的电容器，因此它替代了充电器1401和放电器1601的功能，以便它好像具有快速放电装置和快速充电装置。换句话说，偏置电源电路的输出具有推挽式结构或者允许用于电容扩音器的偏压的电流进行充电和放电的结构。然后，开关1901连接到高电阻器的两端，并且在切换偏置电压时，根据来自诸如CPU等控制器的灵敏度切换信号，开关立刻闭合并且然后再次打开。闭合开关1901绕开了高电阻器3，以允许电压快速上升和下降。
如前所述，本发明的电压供应电路可以根据灵敏度水平将恰当的电压施加于诸如电容扩音器等传感器。进而，可以减小诸如电容扩音器单元的每一个扩音器单元的灵敏度偏差。进而，可以通过连接充电器和放电器来抑制噪声的发生。
本发明并不限于如上述实施例所述的结构，也可以采用如可选实施例中所述的多种方式进行改变。
例如，如第六实施例中所述，上述实施例的灵敏度切换可以根据用户和扩音器之间的距离进行适当选择。进而，虽然在实施例中只讲述了低灵敏度模式和高灵敏度模式，但是两个以上的多个灵敏度模式也可以应用于本发明的实施例中。
进而，虽然在上述实施例中详细讲述了其中使用振动传感器(电容扩音器)来作为本发明的电压供应电路中的传感器的情况，但是本发明的电压供应电路的应用并不限于电容扩音器。例如，它对于操作原理与电容扩音器类似并且检测电容变化的其他声压传感器也是有效的，例如使用半导体器件的传感器。因此，本发明的扩音器单元还包括使用用于检测电容变化的另一声压传感器的扩音器单元，诸如使用半导体器件作为扩音器的扩音器单元等。进而，本发明的电压供应电路对于变化检测型振动传感器特别是对于检测电容变化的传感器是非常有效的。本发明的电压供应电路还适用于可以通过DC偏置电压来改变输出的其他传感器，诸如温度传感器和光传感器等。
很明显，本发明并不限于上述实施例，在不偏离本发明的范围和精神的情况下可以对其进行修订和更改。
权利要求
1.一种电压供应电路，包括电源升压器；放大器，以通过电源升压器生成的电压作为电源电压来运行，并且用于将偏置电压供应给传感器；以及输出电压设置部分，包括用于放大器的反馈电阻器，该反馈电阻器的电阻是根据传感器的偏置电压的设置值确定的。
2.如权利要求1所述的电压供应电路，进一步包括存储器，用于存储偏置电压的设置值。
3.如权利要求1所述的电压供应电路，其中反馈电阻器的电阻是由从多个电阻器中任意选择的电阻器决定的。
4.如权利要求1所述的电压供应电路，其中反馈电阻器包括多个电阻器，并且通过使用与偏置电压的设置值相对应的任意个数电阻器来确定反馈电阻器的电阻。
5.如权利要求2所述的电压供应电路，其中存储器通过熔丝来存储偏置电压的设置值。
6.如权利要求2所述的电压供应电路，其中存储器通过齐纳击穿器件来存储偏置电压的设置值。
7.如权利要求1所述的电压供应电路，其中输出电压设置部分进一步包括选择器，连接到反馈电阻器；以及数据处理器，用于将选择信号供应给选择器；其中选择器根据选择信号来设置反馈电阻器的电阻，并且用作用于放大器的反馈电阻器。
8.如权利要求1所述的电压供应电路，其中反馈电阻器至少包括第一反馈电阻器和第二反馈电阻器，并且根据从输出电压设置部分的外部供应的模式设置信号来选择第一反馈电阻器和第二反馈电阻器中的一个作为用于放大器的反馈电阻器。
9.一种扩音器单元，包括扩音器，用于接收偏置电压；电源升压器；放大器，以通过电源升压器生成的电压作为电源电压来运行，并且用于将偏置电压供应给扩音器；以及输出电压设置部分，包括用于放大器的反馈电阻器，该反馈电阻器的电阻是根据扩音器的偏置电压的设置值确定的。
10.如权利要求9所述的扩音器单元，包括存储器，用于存储偏置电压的设置值。
11.一种用于将偏置电压供应给扩音器单元的电源电路，其中扩音器单元包括放大器、电容器和电容扩音器，所述电源电路包括电压供应电路，用于根据从外部供应的电压来生成预定偏置电压并且将偏置电压通过电阻器供应给电容扩音器；电阻器，其一端连接到电压供应电路的输出端；以及放电器，其一端连接到电阻器的另一端，另一端连接到电源电路的接地端或者电压供应电路的输出端之一。
12.如权利要求11所述的电源电路，其中放电器位于高电阻器的另一端和电源电路的接地端之间，并且包括放电电阻器和放电开关。
13.如权利要求11所述的电源电路，其中电压供应电路响应来自外部的灵敏度切换信号，选择性地输出多个偏置电压。
14.如权利要求12所述的电源电路，包括第一定时器，使放电开关打开和闭合，其中第一定时器响应灵敏度切换信号，将放电开关打开和闭合预定时间段。
15.如权利要求12所述的电源电路，进一步包括充电器，并联连接在电阻器的两端之间，并且包括充电开关和充电电阻器。
16.如权利要求15所述的电源电路，包括第二定时器，使充电开关打开和闭合，其中第二定时器响应灵敏度切换信号，将充电开关打开和闭合预定时间段。
17.如权利要求11所述的电源电路，其中连接到高电阻器的另一端的放电器为连接在电阻器的两端之间的充电/放电开关。
18.如权利要求17所述的电源电路，其中电压供应电路响应来自外部的灵敏度切换信号，选择性地输出多个偏置电压，电压供应电路包括用于使充电/放电开关打开和闭合的第三定时器，并且第三定时器响应灵敏度切换信号，将充电/放电开关打开和闭合预定时间段。
19.如权利要求12所述的电源电路，进一步包括第四定时器，使放电开关打开和闭合，其中第四定时器响应来自外部的控制信号，将放电开关打开和闭合预定时间段。
20.如权利要求11所述的电源电路，其中电源电路形成在一个芯片大规模集成电路中。
21.一种扩音器单元，包括如权利要求11所述的电源电路。
22.如权利要求11所述的电源电路，电压供应电路包括电源升压器；放大器，以通过电源升压器生成的电压作为电源电压来运行，并且用于将偏置电压供应给传感器；以及输出电压设置部分，包括用于放大器的反馈电阻器，该反馈电阻器的电阻是根据传感器的偏置电压的设置值确定的。
23.如权利要求11所述的电源电路，电压供应电路包括电源升压器；放大器，以通过电源升压器生成的电压作为电源电压来运行，并且用于将偏置电压供应给传感器；输出电压设置部分，包括用于放大器的反馈电阻器，该反馈电阻器的电阻是根据传感器的偏置电压的设置值确定的；以及存储器，用于存储偏置电压的设置值。
24.如权利要求11所述的电源电路，电压供应电路包括电源升压器；放大器，以通过电源升压器生成的电压作为电源电压来运行，并且用于将偏置电压供应给传感器；输出电压设置部分，包括用于放大器的反馈电阻器，该反馈电阻器的电阻是根据偏置电压的设置值确定的。其中反馈电阻器至少包括第一反馈电阻器和第二反馈电阻器，并且根据从输出电压设置部分的外部供应的模式设置信号来选择第一反馈电阻器和第二反馈电阻器中的一个作为用于放大器的反馈电阻器。
25.一种用于调节扩音器的灵敏度的方法，包括将基准音调输入到扩音器；对用于基准音调的扩音器的输出和参考电压进行比较；根据比较结果来输出设置值，该设置值用于设置向扩音器偏压的偏置电压；以及存储设置值并且根据设置值来确定用于输出偏置电压的放大器的反馈电阻值。
全文摘要
本发明提供了电压供应电路、电源电路、扩音器单元及其灵敏度调节方法。电压供应电路包括电源升压器；放大器，以通过电源升压器生成的电压作为电源电压来运行，并且用于将偏置电压供应给传感器；以及输出电压设置部分，包括用于放大器的反馈电阻器。该反馈电阻器的电阻是根据传感器的偏置电压的设置值确定的。
文档编号H04R19/00GK1828469SQ20061000575
公开日2006年9月6日 申请日期2006年1月6日 优先权日2005年1月6日
发明者丹羽史幸, 木下博茂, 井田雅之 申请人:恩益禧电子股份有限公司