专利名称：一种低复杂度ofdm快速同步的方法
技术领域：
本发明属于无线通信或有线通信领域，它特别涉及OFDM同步的方法。
背景技术：
OFDM由于具有数据传输速率高，抗多径干扰能力强，频谱效率高等优点，越来越受到重视。它已成功用于有线、无线通信。如DAB(Digital Audio Broadcasting)、DVB、IEEE802.11a及HyperLAN/2中。OFDM这种新的调制技术也可用于新一代的移动通信系统中。使用OFDM技术将大大提高新一代移动通信系统的传输数据率和频谱效率，且具有很好的抗多径能力，见文献Bingham，J.A.C.，“Multicarriermodulation for data transmissionan idea whosetime has come”，IEEE Communications Magazine，Volume28 Issue5，May 1990，Page(s)5-14和文献YunHee Kim；Iickho Song；Hong Gil Kim；Taejoo Chang；Hyung Myung Kim，“Performance analysis of a coded OFDMsystem in time-varying multipath Rayleigh fading channels”，Vehicular Technology，IEEE Transactions on，Volume48 Issue5，Sept.1999，Page(s)1610-1615所述。
OFDM技术的弱点之一是对时间和频率同步的要求比单载波系统要高得多。一般要求采用OFDM技术的系统在接收端频率偏移不超过其子载波间隔的2％见文献van de Beek，J.J.；Sandell.M.；Borjesson，P.O.，“ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems，”Signal Processing，IEEE Transactions on，Volume45 Issue7，July 1997，Page(s)1800-1805所述。
在未来的宽带无线通信系统中，存在两个最严峻的挑战多径衰落信道和带宽效率。OFDM通过将频率选择性多径衰落信道在频域内转换为平坦信道，从而减小了多径衰落的影响。
由于OFDM技术的弱点之一是对同步误差很敏感。一般来说，同步分为时间同步和频率同步。在多径环境下，OFDM对时间同步要求很高，频率同步方面，由频偏所引入的ICI会恶化每个子载波的信噪比，从而恶化整个OFDM通信系统的性能，见文献Moose，P.H，“Atechnique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction”，IEEE TRANSACTIONS ONCOMMUNICATIONS，volume 42，Issue 10，Oct.1994 Page(s)2908-2914。OFDM系统中，同步模块的位置见图1中的模块7。时间同步的目的是在收到的串行数据流中找出各个OFDM符号的边界；而频率同步的目的是求出并纠正收端的频率偏移。
常规的进行时间同步的方法有两种
1)利用训练序列进行自相关的方法见文献Timothy M.Schmidl，Donald C.Cox，“RobustFrequency and Timing Synchronization for OFDM”，IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS，VOL.45，NO.12，DECEMBER 1997，Page(s)1613-1621所述在OFDM技术中，其基本原理如下(如图2所示)发端在OFDM符号中放置两段相同的训练序列，然后在收端对接收信号不断搜索此已知的训练序列，从而得到OFDM的时间同步信息。收端搜索的实现方式是按照下式求相关γ[n]=Σm=1Ntr[m+Nt+n]·r*[m+n]---(1)]]>其中，r[n]为接收信号，Nt为训练序列的长度，m表示接收序列中数据的相对位置。
2)利用训练序列进行互相关的方法见文献Tufvesson，F.；Edfors，O.；Faulkner，M.，“Time andfrequency synchronization for OFDM using PN-sequence preambles，”Vehicular Technology Conference，1999.VTC 1999-Fall.IEEE VTS 50th，Volume4，1999，Page(s)2203-2207所述在OFDM技术中，其基本原理如下(如图3所示)发端在OFDM符号中放置训练序列，然后在收端对接收信号不断搜索此已知的训练序列，从而得到OFDM的时间同步信息，实现同步。收端搜索的实现方式是按照下式求相关β[n]=Σm=1Ntr[n-m]·t*[m]---(2)]]>其中，r[n]为接收信号，Nt为训练序列的长度，m为接收序列相对本地训练序列滑动，t[n]为训练序列。
实际工程中，一般并不是通过遍历搜索的方法来找到相关函数的峰值，而是采用设定检测门限的方法来找到该点，为了提高检测概率和降低虚警概率，通常要求相关函数具有尖锐的特性。
通常，训练序列由一个不重复的已知序列构成。在采用T.M.Schmidl的方法进行时间同步的时候，图1中的信号经过模块7后的输出值如图4所示。由于信道的影响，并不是如预期的是一个尖锐的峰值，所以不容易准确的找到同步；而采用Tufvesson的方法进行时间同步的时候，实现起来比较困难，同步速度较慢。
发明内容
本发明的目的在于提供一种低复杂度OFDM快速同步的方法，它具有的特点是收端无需通过逐位进行自相关就能找到时间同步的大致位置，而后从此位置进行互相关，实现同步，因此采用本发明方法可以降低实现复杂度并且提高了接收机的时间同步速度。
为了方便地描述本文的内容，首先作一下术语定义加PN序列选择一段PN序列，将两段相同的PN序列放置在已调制过的数据之中构成数据序列去PN序列按照加PN序列的方法对应去掉数据序列中的PN序列FFT/IFFT快速傅立叶变换/快速傅立叶逆变换循环前缀(CP)OFDM符号为了消除由于多径造成的ICI，在其保护间隔内填入的信号，是OFDM符号本身的后面部分信号的复制。
自相关运算一个给定序列同它自身滞后若干长度的序列的逐位共扼相乘，并将一定数量的共扼相乘进行求和运算互相关运算两个给定序列之间的逐位共扼相乘，并将一定数量的共扼相乘进行求和运算本发明提供了一种低复杂度OFDM时间同步的方法，它包含下列步骤发端对发射信号的处理步骤如下步骤1将输入数据进行调制2和加PN序列11，形成一个长度为N的数据序列d[k]k∈
，对数据序列d[k]依次进行串并转换1、IFFT3，并串转换4和加CP5后，得到发射数据s[k]，其中，N为OFDM系统中的FFT点数，PN序列m[n]n∈
取值为复数形式，即m[n]∈{1+j，-1-j}；步骤2发射数据s[k]经过信道6、去CP8、串并转换1、FFT9和并串转换4后得到接收数据信号r[k]；其特征在于它还包括收端对接收信号的处理步骤步骤3对于步骤2中的接收数据信号r[k]，当收端收到L个接收数据信号r[k]，k＝0，1，...，L-1后，将接收数据信号r[k]和滞后接收数据信号Nm长度的序列r[k+Nm]进行长度为Nm的自相关运算，得到r[k]的自相关值Q[l]；
计算公式为Q[l]=Σk=0Nm-1r[k+Nm+l]·r*[k+l],l=0,L,2L,...---(3)]]>其中，Nm是PN序列的长度，L＜2Nm，N是OFDM符号的长度。L、N和Nm均为正整数，*表示求共扼运算。
步骤4对步骤3中得到的自相关值Q[l]进行求模和归一化的操作，得到的相关输出归一化幅度 计算公式如下Q~[l]=Q[l]|Q[l+L]|,l=0,L,2L,...---(4)]]>其中，Nm为训练序列的长度；l为接收序列中接收数据信号r[k]的相对位置；步骤5设定判决门限为 如图7所示；步骤6当步骤4中接收数据信号r[k]的相关输出归一化幅度 大于步骤5中的门限 时，即认为实现了OFDM的时间粗同步，此时相关输出归一化幅度 对应的接收数据信号r[k]的相对位置l令为 步骤7当k=l~-Lg]]>时，将接收到的信号数据r[k]与本地PN序列t[n]进行长度为Nm的互相关运算，得到接收到的数据信号r[k]和本地PN序列t[n]的互相关值E[a]；计算公式为E[a]=Σk=l~-Lgl~-Lg+Nmr[k+a]·t*[k]a=0,1,...,M---(5)]]>其中，t[n]为本地的PN序列，它与发端的PN序列m[n]n∈
是完全一样的，r[k]为接收信号，Nm为PN序列的长度，a为接收序列相对本地训练序列滑动距离，*表示求共扼运算，L≤Lg<l~,]]>M≥2L，L是步骤3中提到的参数，Lg和M均为正整数；步骤8将步骤7中得到的接收到的数据信号r[k]和本地PN序列t[n]的互相关值E[a]进行共扼相乘运算，得到互相关值E[a]的共扼相关值
计算公式如下E~[a]=E*[a]E[a+1]a=0,1,...,M-1---(6)]]>其中，*表示求共扼运算。
步骤9求出步骤8中互相关值E[a]的共扼相关值 的幅度M[a]；计算公式如下M[a]=|E~[a]|a=0,1,...,M-1---(7)]]>其中，||表示求模运算。
步骤10找到第一个超过门限的幅度M[a]所对应的接收序列相对本地训练序列的滑动距离 ，即实现了时间精同步；步骤11将实现了时间精同步的数据进行去PN序列14和解调10。
经过以上步骤，就可以达到OFDM快速同步。
需要说明的是步骤3、4、6实现了图5中粗同步模块12的功能，步骤7、8、9、10实现了图5中精同步模块13的功能。
这种设计方法的依据是1)由于训练序列m[k]k∈
，已知，当选择的训练序列m[k]k∈
具有优良自相关特性时，易于实现OFDM的时间和频率同步。
2)由于训练序列中包含了连续两个相同的PN序列，因此可以满足PN序列所要求的当收到L个数据的时候进行的自相关运算和互相关运算。收端接收到L个数据后进行自相关运算，得到相关值的归一化幅度，此归一化幅度超过门限就判定粗同步；然后开始进行与本地PN序列的互相关运算，得到M+1个互相关值；将相邻的两个互相关值共扼相乘，得到M个共扼相关值；找出这M个共扼相关值中第一个超过门限的值，即实现了时间同步。
3)一般来说，选择的L值较大，这可以减少自相关的次数，从而降低实现难度，同时提高同步速度。
本发明的创新之处在于，粗同步时，利用了图8所示的自相关的对称性，当接收到L个数据才进行一次自相关代替图2所示的方法，从而估计出时间同步的大致位置；从此位置开始，按照图9所示的方法进行互相关，最后找到第一个超过门限值的，即可得到准确的时间同步点从而实现时间精同步。
本发明与传统方法相比，具有以下特点1、发端使用的两段相同的连续PN序列；2、收端先将接收数据隔L点进行自相关运算，得到粗略的同步位置 3、再将接收数据从k=l~-Lg]]>开始，与本地PN序列进行M+1次共轭相关，再将结果作共扼相关。
本发明的实质是一种利用训练序列的自相关和互相关进行OFDM快速同步的方法，其特征在于发端将某个PN序列重复一次；收端每接收到L个数据就进行一次自相关，找到超过门限的第一个值所在的位置，再从此位置之前的某个位置开始进行M+1次互相关，并对相邻两个互相关值进行共扼相乘，最后在这M个共扼乘积的模中找到第一个超过门限的值所在的位置，从而得到时间同步的准确位置。之后，将数据送往去PN序列模块和解调模块。
本发明的有益效果是1、由于本发明中收端在寻找时间同步点时避免进行复杂的每接收到一个数据就进行一次自相关运算，而是每接收到L个数据才进行一次，因此不需要对全部N点数据都进行处理，降低了实现复杂度；2、由于本发明中收端在寻找时间同步点时避免进行复杂的最值搜索，而采用简单的门限设定和判决即可，这样的处理方法也可以降低了实现复杂度，同时还可以缩短同步时间；3、由于收端对训练序列信号已知，还可利用它进行信道估计或其它用途。
图1为现有的OFDM系统框图其中，1为串并转换模块，2为调制模块，3为IFFT变换模块，4为并串转换模块，5为加循环前缀CP模块，6为信道模块，7为同步模块，8为去循环前缀CP模块，9为FFT模块，10为解调模块；图2为现有的利用接收数据进行时间同步的原理中，收端把接收数据和前m个接收数据进行对应的共轭相乘，其中m为训练序列的长度，n表示接受序列数据的编号，m、n均为正整数；图3为现有的利用本地训练序列进行时间同步的原理中，收端把接收数据和本地训练序列数据进行对应位的共轭相乘，其中m为训练序列的长度，n表示接受序列数据的编号，m、n均为正整数；图4为理想情况下采用T.M.Schmidl的方法进行相关计算得到的目标函数值随l值变化的函数中，N为整个符号的长度，横坐标l表示接收数据中所含的训练序列与理想同步点的偏移点数，纵坐标表示相关计算得到的函数值，从图中可以看出，随l的变化，目标函数值呈一缓变过程，不具有良好的尖锐特性，因此采用此方法，很难设定一个较好的峰值监测门限；图5为本发明所采用的OFDM系统框图其中，1为串并转换模块，2为调制模块，3为IFFT变换模块，4为并串转换模块，5为加循环前缀CP模块，6为信道模块，8为去循环前缀CP模块，9为FFT模块，11为加PN序列模块，12为粗同步模块，13为精同步模块，14为去PN序列模块；图6为本发明的训练序列在OFDM发射符号中的位置示意中，Ti是采样时间，Ng是CP的长度，Nm是训练序列的长度，N是IFFT的点数，在发射数据中，保护间隔中的数据为OFDM原始数据中后Ng点的数据搬移，后面的数据为训练序列数据与OFDM原始数据；图7为本发明的OFDM接收信号的粗同步处理流程示意中，Nm是接收端训练序列的长度，收端的接收序列每收到L个数据，对接收序列进行长度为Nm的自相关运算，得到接收序列的自相关值；并对自相关值进行求模运算，得到接收序列自相关输出的幅度，超过门限即判为时间粗同步点；图8为本发明收端时间粗同步中，得到的相关峰示意图其中，曲线表示由步骤4得到的归一化的相关峰 ，幅值0.8表示硬判门限值；图9为本发明的OFDM接收信号的精同步处理流程示意中，Nm是接收端训练序列的长度，收端从时间粗同步点倒退一段距离，将接收序列通过一个大小为Nm的窗口，将窗口中的数据与本地PN序列求相关，得到E[a]；然后，将相邻的两段相关值共扼相乘，得到 ；求得 的幅度 ，最后找出中第一个超过门限的 所在的位置。
图10为本发明的OFDM接收信号的处理流程示意图其中，r[k]是接收端接收到的数据信号。
具体实施例方式
下面给出一个具体的OFDM配置下本专利的实施方法。需要说明的是下例中的参数并不影响本专利的一般性。
此实施方法采用了仿真工具cossap，设OFDM有用符号长度为N＝4096。
一、发端PN序列选择长度为511的Gold序列，记为m[n]n∈
，m[n]∈{1+j，-1-j}。将PN序列m[n]和调制过的数据组成一个长为4096的OFDM符号，经过IFFT变换后，在每个OFDM原始符号中加入长度为864的循环前缀，发射出去。
二、收端收端每次接收到800个数据后就按照公式(3)和(4)计算相关输出值，当相关输出值大于预设门限0.22后，即取得时间粗同步点 ，然后从k=l~-800]]>开始将数据通过一个大小为511的窗口，在此窗口内按照公式(5)、(6)和(7)计算目标函数，当函数值大于预设门限28000所对应的接收序列相对本地训练序列的滑动距离 ，即取得了时间精同步。
权利要求
1.一种低复杂度OFDM时间同步的方法，它包含下列步骤发端对发射信号的处理步骤如下步骤1将输入数据进行调制(2)和加PN序列(11)，形成一个长度为N的数据序列d[k]k∈
，对数据序列d[k]依次进行串并转换(1)、IFFT(3)，并串转换(4)和加CP(5)后，得到发射数据s[k]，其中，N为OFDM系统中的FFT点数，PN序列m[n]n∈
取值为复数形式，即m[n]∈{1+j，-1-j}；步骤2发射数据s[k]经过信道(6)、去CP(8)、串并转换(1)、FFT(9)和并串转换(4)后得到接收数据信号r[k]；其特征在于它还包括收端对接收信号的处理步骤步骤3对于步骤2中的接收数据信号r[k]，当收端收到L个接收数据信号r[k]，k＝0，1，...，L-1后，将接收数据信号r[k]和滞后接收数据信号Nm长度的序列r[k+Nm]进行长度为Nm的自相关运算，得到r[k]的自相关值Q[l]；Q[l]=Σk=0Nm-1r[k+Nm+l]·r*[k+l],l=0,L,2L,...]]>(3)其中，Nm是PN序列的长度，L＜2Nm，N是OFDM符号的长度；L、N和Nm均为正整数，*表示求共扼运算；步骤4对步骤3中得到的自相关值Q[l]进行求模和归一化的操作，得到的相关输出归一化幅度 Q~[l]=Q[l]|Q[l+L]|,l=0,L,2L,...]]>(4)其中，Nm为训练序列的长度；l为接收序列中接收数据信号r[k]的相对位置；步骤5设定判决门限为 步骤6当步骤4中接收数据信号r[k]的相关输出归一化幅度 大于步骤5中的门限 时，即认为实现了OFDM的时间粗同步，此时相关输出归一化幅度 对应的接收数据信号r[k]的相对位置l令为 步骤7当k=l~-Lg]]>时，将接收到的信号数据r[k]与本地PN序列t[n]进行长度为Nm的互相关运算，得到接收到的数据信号r[k]和本地PN序列t[n]的互相关值E[a]；E[a]=Σk=l-Lgl~-Lg+Nmr[k+a]·t*[k],a=0,1,...,M]]>(5)其中，t[n]为本地的PN序列，它与发端的PN序列m[n]n∈
是完全一样的，r[k]为接收信号，Nm为PN序列的长度，a为接收序列相对本地训练序列滑动距离，*表示求共扼运算，L≤Lg<l~,]]>M≥2L，L是步骤3中提到的参数，Lg和M均为正整数；步骤8将步骤7中得到的接收到的数据信号r[k]和本地PN序列t[n]的互相关值E[a]进行共扼相乘运算，得到互相关值E[a]的共扼相关值 E~[a]=E*[a]E[a+1],a=0,1,...,M-1]]>(6)其中，*表示求共扼运算；步骤9求出步骤8中互相关值E[a]的共扼相关值 的幅度M[a]；M[a]=|E~[a]|,a=0,1,...,M-1]]>其中，||表示求模运算；步骤10找到第一个超过门限的幅度M[a]所对应的接收序列相对本地训练序列的滑动距离 即实现了时间精同步；步骤11将实现了时间精同步的数据进行去PN序列(14)和解调(10)；经过以上步骤，就可以达到OFDM快速时间同步。
全文摘要
本发明公开了一种低复杂度OFDM快速同步的方法，其特征在于发端将某个PN序列重复一次；收端每接收到L个数据就进行一次自相关，找到超过门限的第一个值所在的位置，再从此位置之前开始进行M+1次互相关，并对相邻两个互相关值进行共扼相乘，最后在这M个共扼乘积的模中找到第一个超过门限的值所在的位置，得到时间同步的准确位置，从而实现快速时间同步。采用本发明方法可以降低实现复杂度并且提高了接收机的时间同步速度。
文档编号H04J11/00GK101083645SQ20061002107
公开日2007年12月5日 申请日期2006年6月1日 优先权日2006年6月1日
发明者肖悦, 易巧, 雷霞, 李少谦 申请人:电子科技大学