专利名称：具有镜像抑制混频器和带通滤波器的接收if系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及将信道选择滤波器及镜像抑制用滤波器集成化了的接收IF系统，该信道选择滤波器用于将无线电接收机等的输入RF信号转换为中频信号。
背景技术：
图5示出现有的无线电接收机所使用的超外差式接收IF电路的一结构例。用RF滤波器40从输入RF信号中除去包含镜像信号的不需要信号，取出期望的信号。通过了RF滤波器40的RF信号由可变增益RF放大器41放大，由混频器42与来自振荡器43的局部振荡信号进行混频，转换为IF频率。用带通滤波器44从混频器42的输出中除去混频后的不需要信号，只取出期望的中频信号。带通滤波器44主要由陶瓷滤波器等外部无源器件构成。带通滤波器44的输出通过IF放大器(中频放大器)45，由检波器46转换为基带信号。AGC电路(自动增益控制电路)47检测检波后的信号的振幅，将增益控制电压供给可变增益RF放大器41和IF放大器45，使得基带信号振幅恒定。这意味着同时控制可变增益RF放大器41和IF放大器45的增益，作为保持放大器和滤波器的适当的动态范围的控制功能。RF滤波器40和带通滤波器44以外的由虚线包围的范围48表示集成化了的模块。
接着，说明在外差式中成问题的镜像干扰。图6A、图6B示出镜像干扰的原理图。如图6A所示，在向混频器42同时输入了比本地频率仅高IF频率的期望波VDF、和比本地频率仅低IF频率的镜像波VIM的情况下，通过带通滤波器44后，得到以VOUT表示的信号。在接收系统的混频电路中，如图6B所示，假设本地信号的频率为fLO，IF频率为fIF，则即使输入了比本地频率仅高IF频率的频率(fLO+fIF)的期望波VDF，或输入了比本地频率仅低中频的频率(fLO-fIF)的镜像波VIM，由混频器42进行下变频、通过了带通滤波器44后的信号VOUT都被转换为同一中频fIF。因此产生由镜像信号造成的干扰，接收质量恶化。
为了对付它，在图5所示的电路中，一般是用RF滤波器40从输入RF信号中除去镜像信号。然而，外置滤波器导致成本的增加，并且使得提高基板集成度很困难。因此，近年来，作为该镜像干扰的对策，安装了用电路技术来实现除去镜像信号的镜像抑制混频器。(例如参照日本特表2001-513275号公报、日本特开2003-298356号公报、及“Sharzad Tadjpour和另3人“[A 900-MHz Dual-Conversion Low-IFGSM Receiver in 0.35-μm CMOS]ISSCC VOL.36.NO12.December.2001”)。用该镜像抑制混频器，能够削减外置的镜像抑制滤波器。镜像抑制混频器的结构的一例示于图7。
在图7中，作为RF输入，输入了期望波即ADFcosωDFt、及镜像干扰波即AIMcosωIMt。从振荡器49向混频器50a供给sinωLOt，向混频器50b供给cosωLOt，作为局部振荡信号。
混频器50a的输出信号中的高频分量通过LPF(低通滤波器)51a就被除去，所以LPF 51a的输出信号如式1所示。
(ADF/2)×sin(ωLOt-ωDFt)+(AIM/2)×sin(ωLOt-ωIMt)…(1)通过了90度移相器52的信号如式2所示。
(ADF/2)×cos(ωDFt-ωLOt)-(AIM/2)×cos(ωLOt-ωIMt)…(2)另一方面，混频器50b的输出信号通过了LPF 51b后的信号同样如式3所示。
(ADF/2)×cos(ωDFt-ωLOt)+(AIM/2)×cos(ωLOt-ωIMt)…(3)因此，加法器53的输出为ADFcos(ωDFt-ωLOt)，结果是除去了镜像信号AIMcos(ωLOt-ωIMt)。
作为90度移相器52，采用了利用电容器的两端电压和电阻的两端电压的相位相差90度这一事实的CR-RC电路。但是，90度移相器52的带宽窄，所以受电容器或电阻的元件偏差的影响、和具有90度相位差的2个信号的振幅和相位误差的影响，有镜像抑制特性恶化的问题。因此，尝试了用多相滤波器来取代90度移相器。(例如参照日本特开2003-298356号公报、及“Sharzad Tadjpour和另3人[A 900-MHzDual-Conversion Low-IF GSM Receiver in 0.35-μm CMOS]ISSCCVOL.36.NO 12.December.2001”)。
无源多相滤波器的结构例示于图8。在图8中，F1、F2、…、Fn分别是四相的多相滤波器。多相滤波器F1包括电阻R11～R14及电容器C11～C14，多相滤波器F2包括电阻R21～R24及电容器C21～C24，多相滤波器Fn包括电阻Rn1～Rn4及电容器Cn1～Cn4，连接成n级。图9示出其镜像抑制特性的一例。输入期望信号时显示线A的特性，输入镜像信号时显示线B的特性。线A和线B特性之差为镜像抑制。通过将多相滤波器连接成多级，能够扩展带宽，即使元件特性有变动，也能够减少镜像抑制特性的恶化。
另一方面，为了削减成本，进行了将无源器件置换为有源器件的尝试(例如参照日本特表2001-513275号公报)。该接收IF电路的一例示于图10。对与图5相同的构件附以共同的参考符号来说明。
在图10的电路中，带通滤波器54由置换了无源滤波器的开关电容滤波器构成。用RF滤波器40从输入RF信号中除去包含镜像信号的不需要信号，取出期望的信号。通过了RF滤波器42的RF信号由可变增益RF放大器41放大，在混频器42中与来自振荡器43的局部振荡信号进行混频，被转换为IF频率。混频器42的输出信号通过了防重叠滤波器55之后，由带通滤波器54除去混频后的不需要信号，而且只取出期望的中频信号。分频器56对振荡器43的输出进行分频，向构成带通滤波器54的开关电容滤波器供给期望的频率的时钟。带通滤波器54的输出被送到用于除去时钟信号及其高次谐波的平滑滤波器57。平滑滤波器57的输出通过IF放大器45，由IF检波器46转换为基带信号。另一方面，自动增益控制电路47检测检波后的信号的振幅，将增益控制电压供给可变增益RF放大器41和IF放大器45，使得基带信号振幅恒定，进行增益控制，以保持放大器和滤波器的适当的动态范围。
以往，在无线电接收机中，输入接收信号频带宽，并且输入AM信号或FM信号等不同调制方式的信号。因此，需要对各种频带只放大期望信号的信道滤波器，并且需要用于除去外差式带来的镜像信号的滤波器。因此，必须分别使用多个接收信道滤波器，需要许多无源滤波器，难以削减成本及削减安装面积。
也可以如日本特表2001-513275号公报所示，尝试将无源器件置换为有源器件，但是与各个输入信号频带、信号的种类相应，需要很多有源滤波器，导致电路电流的增加、芯片面积的增加或者噪声的增加。
在图5、图10所示的现有例中，RF滤波器40具有镜像抑制滤波器及信道滤波器的功能。此外，频带滤波器44、54只具有除去混频后的不需要信号及选择期望IF信号的功能。
由于需要具有很高的选择性和镜像除去功能的滤波器，所以在图5所示的结构中，这些滤波器主要由陶瓷滤波器或SAW滤波器等构成。在想要用有源电路将这些滤波器集成化的情况下，需要高精度的滤波器，所以难以实现对元件偏差稳定的滤波特性。
此外，在图10的结构中，在用开关电容滤波器来构成选择性高的频带滤波器54的情况下，开关电容器的电容比非常大，所以对元件偏差、运算放大器的增益、寄生电容的影响很敏感，非常难以实现。
发明内容
本发明的目的在于，为了削减接收机的成本、削减接收电路基板面积，提供一种接收IF系统及信号选择装置，适合将无源器件、即镜像抑制滤波器、及信道选择滤波器集成化，能够低成本而且高性能地实现集成化。
为了解决上述课题，本发明的接收IF系统或信号选择装置包括变频器，从输入信号中得到抑制RF信号的镜像成分用的中间多相信号；多相滤波器，用于从上述中间多相信号中除去镜像成分；以及带通滤波器，由N通路滤波器构成，用于对从上述多相滤波器的输出中除去了镜像成分的中频信号进行信道选择。
图1是表示采用了本发明实施方式的接收IF系统的接收IF电路的概要的方框图；图2是表示在该接收IF电路上附加了自动增益控制功能的接收IF电路的概要的方框图；图3A是表示该接收IF电路所使用的N通路滤波器的一例的图，图3B是表示该N通路滤波器的时钟定时的一例的图，图3C是表示该N通路滤波器的频率特性(1)的图，图3D是表示该N通路滤波器的频率特性(2)的图；图4是表示构成该N通路滤波器的开关电容滤波器(SCF)的一例的电路图；图5是表示现有例的接收IF电路的概要的方框图；图6A是表示由镜像信号造成的干扰的原理的图，图6B是表示由镜像信号造成的干扰的原理的图；图7是表示现有例的镜像抑制混频器的结构的方框图；图8是表示无源多相滤波器的一例的电路图；图9是表示无源多相滤波器的镜像抑制特性的图；图10是表示现有例的用开关电容电路来实现IF滤波器的结构的接收IF电路的方框图。
具体实施例方式
根据本发明，通过将多相滤波器用于镜像抑制、将N通路滤波器用于频带滤波器，能够将现有的外置器件的功能引入IC内部，能够提高基板集成度，并且能够削减功率、削减成本。此外，通过时钟和切换开关，能够根据1个基本滤波器来实现具有不同滤波特性的多个滤波器。由此，能够大幅度削减芯片面积。
在本发明的接收IF系统或信号选择装置中，最好是还包括可变增益放大器，将输入信号放大并供给上述变频器；和自动增益控制电路，按照从上述带通滤波器输出的信号电平来控制上述可变增益放大器的增益。
此外，上述带通滤波器最好对应于输入频带，其频率响应根据基准信号可变。
此外，上述N通路滤波器最好由离散时间型系统构成。上述离散时间型系统的时钟频率最好比输入RF信号频带高。
图1是根据本发明的实施方式的接收IF系统的接收IF电路的概要的方框图。在图1中，输入RF信号由RF滤波器1进行频率选择，由RF放大器2放大后，分别供给混频器3a、3b。输入到混频器3a、3b中的信号分别与来自振荡器4的相互正交的局部振荡信号进行混频，成为四相信号I、-I、Q、-Q信号，供给多相滤波器5。混频器3a、3b、振荡器4、及多相滤波器5构成镜像抑制混频器6。多相滤波器5的输出通过了防重叠滤波器7后，被供给可变频率带通滤波器8，只选择期望的IF信号。可变频率带通滤波器8由N通路滤波器构成，通过用分频器9对振荡器4的输出进行分频的基准信号(时钟信号)来控制，进行频率选择及调整。可变频率带通滤波器8的输出经过了用于除去时钟信号及其高次谐波的平滑滤波器10后，由IF放大器11放大，进而由IF检波器12转换为基带信号。由虚线包围的范围13表示集成化了的模块。
在该结构中，通过改变分频器9的分频比，能够改变基准信号频率，能够改变可变频率带通滤波器8的频率选择特性。
此外，上述结构的接收IF电路可以如图2所示采用进行自动增益控制的结构。图2的接收IF电路具有图1中的RF放大器2被置换为可变增益RF放大器2a并添加了AGC电路14的结构。IF检波器12的输出被施加到AGC电路14上，从AGC电路14向可变增益RF放大器2a和IF放大器11供给控制电压，控制增益，使得信号电平恒定。
多相滤波器5可以由如图8所示的无源多相滤波器构成。向输入端以同一振幅输入I、-I、Q、-Q四相信号。多相滤波器F1、F2、…、Fn的中心频率分别是f01＝1/(2πR11×C11)、f02＝1/(2πR21×C21)、…、f0n＝1/(2πRn1×Cn1)，如图9所示的对镜像信号具有凹口(notch)特性B，对期望信号具有大致以全通特性A所示的频率特性。特性A和特性B之差就是镜像抑制。由于多相滤波器被连接成多级，所以即使有CR偏差，也能够具有期望的镜像抑制特性。
构成可变频率带通滤波器8的N通路滤波器例如可以采取使用开关电容滤波器(SCF)的结构。图3A示出采用了SCF的N通路滤波器(N＝4的情况)的基本结构的一例。SCF21～24分别经切换开关25～32并联，经切换开关33来输入信号，经切换开关34来输出信号。图3B示出向各切换开关供给的时钟φ、φ1～φ4的定时。各时钟φ、φ1～φ4对应于图3A中的各切换开关上所附的符号。
以下描述N通路滤波器(NPF)的原理。假设N个各通路的SCF的传递函数Hp(z)相等，则Hp(z)＝V1out(z)/V1in(z)＝V2out(z)/V2in(z)＝…因此，整体的传递函数H(z)H(z)＝Vout(z)/Vin(z)＝{V1out(z)+V2out(z)+…}/{V1in(z)+V2in(z)+…}＝{Hp(z)·V1in(z)+Hp(z)·V2in(z)+…}/{V1in(z)+V2in(z)+…}＝Hp(z)
这里，各通路的采样率用图3B所示的时钟φ的周期Tc表示为1/NTc＝fc/N。接着试着考虑SCF是LPF的情况。由于各通路的采样率是fc/N，所以如图3C所示，在fc/N、2·fc/N、3·fc/N、…处出现LPF(@f＝1)的复本，在各点上形成重复的带通滤波器(R-BPFReplicatedBand Pass Filter)。这里，如果考虑只采用了1个通路的情况，则可知，通路的奈奎斯特频率fc/(2N)以上的输入频率成为重叠，所以BPF(@fc/N)超出奈奎斯特范围外，不能用作BPF。另一方面，如果考虑采用了N个通路的情况，则N通路整体的奈奎斯特频率为fc/2，所以BPF(@fc/N)落在奈奎斯特范围内，可以用作BPF。
再者，还有R-BPF(@f＝0、2·fc/N、3·fc/N、…)，所以如图3D所示，通过用别的BPF来除去期望外的输入频率，能够得到期望的BPF特性。(参照“Roubik GreGorian和另1人‘ANALOG MOSINTEGRATED CIRCUITS FOR SIGNAL PROCESSING’，John Wiley &Sons，Inc.”)。
通常对LPF进行变频来构成BPF，但是根据该情况，用N通路滤波器来构成BPF的情况能够用更低的Q值来实现相同的BPF特性。因此，结果是开关电容器的电容比减小，对元件偏差、运算放大器的增益、寄生电容的影响更加迟钝，能够在IC内部高精度地实现窄带滤波器。
并且，在用SCF来构成N通路滤波器的情况下，产生大的优点。该大的优点是，通过改变时钟频率，能够改变频率特性。图4示出可变选择滤波器的一例。该可变选择滤波器包括电容选择电路网络35、36、37、38和运算放大器39，根据所需的频率选择模式来选择电容值。并且，向切换开关SW供给选择为所需的频率的时钟。用图4的结构可以构成积分器、或1阶的基本滤波器，通过选择电容选择电路网络和选择时钟的频率，能够构成具有期望的选择特性的滤波器。同样也可以构成2阶以上的高阶滤波器。运算放大器39对哪个滤波器都公用。由此能够削减功率和削减成本。
此外，开关电容滤波器是时间离散系统，在输出中包含时钟频率的高次谐波成分。因此，在与RF电路一起集成到同一芯片上的情况下，对微小的RF输入电路来说，时钟的高次谐波成分起噪声的作用，并且对混频器也成为不需要的成分。另一方面，如果时钟频率比RF输入信号频率高，则时钟的高次谐波成分在通过电路时衰减，并且减小作为对输入信号频带的噪声的影响。因此，最好通过使构成N通路滤波器的开关电容滤波器的时钟比RF输入频率高，来抑制开关电容电路成为RF电路的干扰波发生源。
权利要求
1.一种接收IF系统，其特征在于，包括变频器，从输入信号中得到抑制RF信号的镜像成分用的中间多相信号；多相滤波器，用于从上述中间多相信号中除去镜像成分；以及带通滤波器，由N通路滤波器构成，用于对从上述多相滤波器的输出中除去了镜像成分的中频信号进行信道选择。
2.如权利要求1所述的接收IF系统，其特征在于，还包括可变增益放大器，将输入信号放大后供给上述变频器；和自动增益控制电路，根据从上述带通滤波器输出的信号电平来控制上述可变增益放大器的增益。
3.如权利要求1所述的接收IF系统，其特征在于，上述带通滤波器对应于输入频带，其频率响应根据基准信号可变。
4.如权利要求1所述的接收IF系统，其特征在于，上述N通路滤波器由离散时间型系统构成。
5.如权利要求4所述的接收IF系统，其特征在于，构成上述N通路滤波器的离散时间型系统的时钟频率比输入RF信号频带高。
6.一种信号选择装置，其特征在于，包括变频器，从输入信号中得到抑制RF信号的镜像成分用的中间多相信号；多相滤波器，用于从上述中间多相信号中除去镜像成分；以及带通滤波器，由N通路滤波器构成，用于对从上述多相滤波器的输出中除去了镜像成分的中频信号进行信道选择。
7.如权利要求6所述的信号选择装置，其特征在于，还包括可变增益放大器，将输入信号放大后供给上述变频器；和自动增益控制电路，根据从上述带通滤波器输出的信号电平来控制上述可变增益放大器的增益。
8.如权利要求6所述的信号选择装置，其特征在于，上述带通滤波器对应于输入频带，其频率响应根据基准信号可变。
9.如权利要求6所述的信号选择装置，其特征在于，上述N通路滤波器由离散时间型系统构成。
10.如权利要求9所述的信号选择装置，其特征在于，构成上述N通路滤波器的离散时间型系统的时钟频率比输入RF信号频带高。
全文摘要
本发明的接收IF系统，包括变频器(3a、3b)，从输入信号中得到抑制RF信号的镜像成分用的中间多相信号；多相滤波器(5)，用于从中间多相信号中除去镜像成分；以及带通滤波器(8)，由N通路滤波器构成，用于对从多相滤波器的输出中除去了镜像成分的中频信号进行信道选择。根据该结构，能够低成本、高性能地将镜像抑制滤波器及信道选择滤波器集成化，削减接收基板面积。
文档编号H04B1/26GK1866754SQ20061008478
公开日2006年11月22日 申请日期2006年5月17日 优先权日2005年5月17日
发明者大久保学, 横山明夫, 小笹正之, 空元孝夫 申请人:松下电器产业株式会社