专利名称：一种信道估计方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种信道估计方法及装置。
技术背景在基于正交频分复用(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 多载波技术的新一代无线通信系统中，信道估计影响到整个系统的性能。由于 传输速率较高，需要使用相干检测技术获得较高的信道估计性能，通过基于辅 助导频的非盲信道估计能更好的跟踪无线信道的变化，提高接收机性能。最小二乘(LS， least square)信道估计是最简单的一种信道估计方法。它只需要知C^送的导频信号Xf和接收到的导频符号Yp即可。LS信道估计器依据如 下准则得到导频位置的信道特性为其中，N是接收到的高斯白噪声，NX-是信道估计中由于N引入的噪声分量， 下标P表示导频所在子载波序号，H,是导频处的信道估计值，其中的噪声分 量均值为零，协方差矩阵为Rw =五(NX;1 (NX;1 )w} = cr 2 / a/"其中，NX-是信道估计中由于N引入的噪声分量，CT"2、 °>2分别为噪声方差和导频信号功率,^是K阶单位矩阵。可见11^实际上是导频处净皮零均值高斯白 噪声(AWGN， Additive White GaussianNoise)所污染的真实信道响应的观察值。 所以它受噪声的影响大，在信噪比较低时估计精度和性能不高。线'f生最小平方误差(LMMSE， linear minimum mean-square error) <言道#" 计是最优的线性估计器，它本质是用信道的自相关矩阵对LS信道估计进行修
正，抑制噪声对估计值的影响。采用LMMSE算法精度高，估计性能好,但是需 要利用每条子路径的功率及延迟等先验知识构造一个信道自相关矩阵，运算量 较大且在实际系统中不易获得。LMMSE信道估计追求的目标准则是fi歸促,尸=m』n ￡ {|yp - X尸fi層促,尸} 根据该准则可得到LMMSE信道估计值其中，W为L固SE的权值矩阵，W-R冊(R冊+c7"2(XX。—'广R冊为信道的自相关矩阵，R冊=五{HHW}.其中，H是频域上的信道特性，X是发送端发射数据，《为AWGN噪声的方 差。信道的自相关矩阵R冊由多径信道的功率和时延决定丄-i 2;r -Zcr/expf-y^r/ — —"))， w," = 0，l"..，iV-l其中，m、 n是信道自相关矩阵R冊的下标，用来表示矩阵的元素，L表示多径的个数，N是频域的子载波数，R冊是一个NxN的复矩阵。在构造LMMSE 权值矩阵W时，需要一次矩阵求逆运算，在和LS估计值相乘时，需要NxN 次复乘运算。可以看出，LMMSE的运算量非常大，复杂度很高。对于LMMSE估计器，第l径的幅度方差为^和第1径的传输时延7'，在 实际系统中，是非常难估计到的。所以，LMMSE信道估计算法一般只能给出 一个理论上的最优值，可行性较差。一种简化的近似等价LMMSE算法，称之为等价线性最小平方误差 (ELMMSE， Equalized LMMSE)算法，它假设信道的多径是均匀分布的，各
个径的功率呈负指数分布，此时只需要知道最大多径时延和均方根时延即可近似得到R冊。<formula>formula see original document page 8</formula>其中，N是频域上的子载波个数，m、 n是信道自相关矩阵R冊的下标，用来表 示矩阵的元素。这样的处理可以不必精确估计出信道每一径的功率和时延特性，只需估计最大时延^和均方根时延^即可，大大降低了信道估计的难度，提高估计方 法的健壮性。这两个参数只与信道环境有关。ELMMSE的这种近似处理的代 价是性能有略微下降，但性能已非常接近LMMSE信道估计的性能，因此 ELMMSE具有高健壮性、高可靠性的优点，是一种较可行的信道估计方法。上面提到的三种现有信道估计算法各自均有其缺点LS信道估计，是最简单的信道估计算法，但是它受噪声的影响大，在信噪 比较低时估计精度和性能不高；LMMSE信道估计，是最优的线性估计器，但由于需要知道的信道特性条 件过于苛刻，不能准确的估计出来，所以只能作为理论上的最优值，不能应用 于实际情况中；ELMMSE信道估计，需要估计出tmax和Tmin两个参量，现阶段公开发表的 文献中并没有解决方案。发明内容本发明提供一种信道估计方法及与其相应的信道估计装置，用以解决现有 技术中的信道估计受噪声的影响大、估计的精度和性能不高以及只能得到理论 上的最优估计值，难于得到实际应用的问题。
本发明方法包括以下步骤A、 通过导频信号和导频符号获得频域上的信道估计值；B、 通过傅立叶逆变换将所述频域上的信道估计值变换到时域上的信道估 计值；C、 根据所述时域上的信道估计值，设定噪声门限，根据多径功率i普的负 指数分布特性，将噪声门限对应的时延值作为最大时延，并根据多径功率谦的 负指数分布特性以及噪声门限和最大时延，获得均方根时延；D、 才艮据所述最大时延和均方根时延获得导频序列的信道估计值。 所述步骤C包括Cl、才艮据所述多径的平均功率，设定门限77,且0《〃"；C2、根据所述门限7，得到噪声门限"'C,其中C为多径功率谱的最大值；C3 、取大于所述噪声门限"'C的为有用径，利用公式、ax = max jr啤,} ， max(r啤卩卡G尸*r获得最大时延7,的估计值，其中，7丰为第i条有用径的时延，c户为正交频分 复用循环前缀的长度，T为采样时间；C4、根据多径功率谱的负指数分布特性，利用公式<formula>formula see original document page 9</formula>和<formula>formula see original document page 9</formula>得到公式<formula>formula see original document page 9</formula>，即得到均方根时延f鹏的估计值，其 中C为多径功率镨的最大值，r为多径时延。所述步骤A所述信道估计值是通过下述公式计算出的<formula>formula see original document page 9</formula>其中，N是接收到的高斯白噪声，NX卩'是信道估计中由于N引入的噪声分量，下标P表示导频所在子栽波序号，Hp是导频处的信道估计值，1f为所述 频域上的信道估计值。
所述步骤D包括DlOl、根据所述最大时延和均方根时延的估计值，利用公式l<formula>formula see original document page 10</formula>获得等价线性最小平方误差信道估计算法需要的自相关矩阵R冊，其中，N是 频域上的子载波个数，m、 n是信道自相关矩阵R冊的下标，用来表示矩阵的元素；D102、根据所述自相关矩阵R冊，利用公式获得所述导频序列的信道估计值6"^^,其中，H是频域上的信道特性，X是发送端发射数据，H^"为所述频域上的信道估计值。 所述步骤D包括D201、根据所迷最大时延和均方根时延的估计值，利用公式1<formula>formula see original document page 10</formula>获得插值信道估计算法需要的数据和导频间相关矩阵KH-H'以及导频和导频间的自相关矩阵^A,其中，N是频域上的子载波个数，m、 n是信道自相关矩 阵R冊的下标，用来表示矩阵的元素；D202、根据所述KHnHf和KHA,利用公式W = RHdH;i (RHpH;> + CT 2 (XXH广)'和Hu^促,尸=WH w
获得所述导频序列的信道估计值&雄您^，其中，H是频域上的信道特性，X是发送端发射数据，6"'，"为所迷频域上的信道估计值。 所迷步骤D包括D301、根据所述最大时延和均方根时延的估计值，利用公式<formula>formula see original document page 11</formula>
获得非插值信道估计算法需要的导频和导频间的自相关矩阵KHA，其中，N是频域上的子载波个数，m、 n是信道自相关矩阵R冊的下标，用来表示矩阵的 元素；D302、根据所述Kh^，利用公式<formula>formula see original document page 11</formula>
获得所述导频序列的信道估计值H"鹏八其中，H是频域上的信道特性，X是发送端发射数据，H^'为所述频域上的信道估计值。本发明装置包括第一信道估计器、傅立叶逆变换单元、最大时延单元、 均方根时延单元和第二信道估计器；所述第一信道估计器，用于对导频序列进行信道估计，得到频域上的信道 估计值，并将该信道估计值发送到所述傅立叶逆变换单元；所述傅立叶逆变换单元，用于将频域上的信道估计值转换为时域上的信道 估计值，并将所述时域上的信道估计值发送到所述最大时延单元；所述最大时延单元，用于根据所述时域上的信道估计值，设定噪声门限， 根据多径功率谗的负指数分布特性，将噪声门限对应的时延值作为最大时延， 并将所述最大时延和所述噪声门限发送给所述均方根时延单元； 所述均方根时延单元，用于根据多径功率谦的负指数分布特性，以及所述 噪声门限和所述最大时延的估计值获得均方根时延的估计值，并将所述最大时延和均方根时延发送给所述第二信道估计器；所述第二信道估计器，用于根据所述最大时延以及所述均方根时延，获得 导频序列的信道估计值。所述最大时延单元还包括设定噪声门限单元，用于根据多径功率谱的负指数分布特性，设定噪声门限。所述第一信道估计器为最小二乘信道估计器。所述第二信道估计器等价线性最小平方误差信道估计器或者插值信道估 计器或者非插值信道估计器。本发明方案，通过在频域上获得导频子栽波处的信道特性后，经过快速傅 立叶逆变换将频域上的信道估计值变换到时域上的信道估计值，利用多径功率 谱的负指数分布的凹函数特性，设定噪声门限，大于这个噪声门限的作为有用 径，小于这个门限作为噪声，在有用径中，根据多径功率镨的负指数分布的凹 函数特性，噪声门限对应的时延值作为最大时延，再才艮据所述噪声门限和所述 最大时延，并根据多径功率谱的负指数分布的凹函数特性，获得均方根时延， 从而可以获得ELMMSE信道估计所需要的自相关矩阵，得到信道估计值。因 此，采用本发明方案，通过设定的噪声门限以及所述的多径功率谦的负指数分 布特性，获得所述的最大时延和均方根时延，解决了现有技术无法获得最大时 延和均方根时延的问题，因此采用本发明方案，与现有技术相比，使信道估计 方法具有较低的计算复杂度，另夕卜，信道的多径可以近似为均匀的，各径的功 率是呈负指数分布的，利用该特性获得信道估计的方法，具有较好的健壮性， 易于实现。
图1为本发明方法的流程示意图； 图2为本发明方法实施例的流程示意图； 图3为6径功率镨的负指数分布示意图； 图4为本发明装置实施例的结构框图。
具体实施方式
本发明的总体思想为，通过在频域上获得导频子栽波处的信道特性后，经 过变换到时域上信道特性，利用多径功率i普的负指数分布特性，设定噪声门限 7'C，其中C为多径功率谱的最大值，大于这个噪声门限的就看作是有用径，在有用径中，根据多径功率谱的负指数分布特性，将所述的噪声门P艮对应的时 延值作为最大时延，再根据最大时延和噪声门限矿C,获得均方根时延，从而 计算出ELMMSE信道估计所需要的自相关矩阵，得到信道估计值。 如图l所示，实现本发明所述的一种信道估计方法包括以下步骤5101、 通过导频信号和导频符号获得频域上的信道估计值；5102、 通过傅立叶逆变换将频域上的信道估计值变换到时域上的信道估计值；5103、 根据时域上的信道估计值，设定噪声门限，根据多径功率谱的负指 数分布特性，将噪声门限对应的时延值作为最大时延，并根据多径功率谱的负 指数分布特性以及噪声门限和最大时延，获得均方根时延；5104、 根据最大时延和均方根时延获得导频序列的信道估计值。 如图2所示，为本发明方法的一个具体的实施例，具体包括以下步骤 S201、利用LS信道估计算法对导频序列进行信道估计；即利用LS信道估计器依据公式得到频域上的信道估计值& S202、将频域上的LS信道估计值^^经过傅立叶逆变换变换到时域上的
信道估计值；时域上的信道估计值，即时域上的多径特性，通过傅立叶变换到频域上多 径特性，主要体现的就是频率选择型衰落特性，当在频域上估计出某些点的频 率特性时，通过傅立叶逆变换变换到时域上的多径特性，即可以得到时域上的 多径的分布特性，这里的多径的分布特性主要是指多径的平均功率。而在这个变换过程中，会引入噪声，所以需要设定一个噪声门限，大于这 个噪声门限的就看作是有用径，小于这个噪声门限的就看作是噪声，在选择最 大时延时予以舍弃，于是进行步骤S203。5203、 设定门限值；即在时域上设定一个合适的门限值、并且0《7",那么可得噪声门限为 ;/.C，其中C为多径功率谱的最大值，大于这个噪声门限的就看作是有用径。在多径功率镨的负指数分布中，当时间t变大时，功率收敛于0，即当^很小的时候，虽然由于噪声的影响估计出的、ax可能会比较大，但在OFDM系统中，设计要求最大时延^",一定小于CP长度，所述C尸为正交频分复用循环前缀的长度，所以当、"大于CP时，令^ax等于CP，即^ax的估计值不会大于CP;均方根时延r，在多径功率语的负指数分布曲线中，是影响该凹函数收敛趋势变化快慢的一个参量，是u和该点功率值c共同作用的结果，当7很小时，功率基本收敛于O,此时即使^ax估计不是很准确，对负指数分布的收敛趋势即7，的估计值的影响也不大。5204、 计算最大时延的估计值； 基于步骤S203的分析，可得公式<formula>formula see original document page 14</formula>其中Ttapi一为第i条有用径的时延，CP为正交频分复用循环前缀的长度，T为采 样时间；
即在有用径中，根据噪声门限值;7.C对应的时延值，可得到最大时延、》的
估计值，而噪声门限t; . C即为该最大时延T,对应的功率值Pw ;
由于在OFDM系统中，为了克服符号间干扰，要求在设计OFDM符号时， 其循环前缀的长度C尸要大于最大多径时延r,，所以，可以假设所有多径都限 定在CP范围内，即在CP长度范围内，大于噪声门限的采样点都看作是有用径， 其它径看作为噪声径，则在有用径中，对应最大功率的采样时间点即为最大多 径时延。
S205、计算均方根时延的估计值；
由频域到时域变换后，由于采样和噪声的影响，各采样点上的功率可以看
作是连续分布的。当设定噪声门限^'C后，湘沐有用径的原则是功率大于该噪 声门限的都是有用径，所以在有用径中的最大时延点的功率值就是最小功率， 即噪声门限值，因此可有公式
即根据多径功率谦的负指数分布特性和所述的最大时延的估计值，即可获得均 方根时延r，的估计值，其中C为多径功率i普的最大值，r为多径时延；
其中所述多径功率谱的分布，体现了时域上每径平均功率的分布特性，举 例说明，如图3所示，为6径负指数分布的多径功率傳示意图，由围3可以看 出，功率可以看作是连续分布的。在大部分的信道模型中，由于传输衰落的影 响，时延越大，该径上的功率值越小，基本上都会满足负指数分布或者类似负
那么再根据多径功率谱的负指数分布特性，可得公式:
进而4隹出7>式:
S206、根据最大时延及均方根时延的估计值得出信道的自相关矩阵；
将获得的最大时延、双和均方根时延"^的估计值代入背景纟支术中所述 ELMMSE算法中的公式
<formula>formula see original document page 16</formula>
即可获得信道的自相关矩阵K"h。
S207、才艮据所述自相关矩阵得出信道估计值；
根据所述ELMMSE算法根据步骤S106中获得的自相关矩阵计算出信道估 计值。
另外，通过选取自相关矩阵R冊的对应取值，上述方法可以适用于频域上
的插值信道估计算法(辅助导频结构)，例如当导频在频域上是梳状分布时， LMMSE信道估计的加权因子W的选取为
W-R瑪(R瑪+《(XX。—')一'
其中Rhdh，为数据和导频间相关矩阵部分，Hn和Hp分别为数据所在子栽波和导
频所在子载波位置的集合。^-h，大小为NdxNp, Nd为数据所占子栽波数，
Np为导频所占子载波数。KH^为导频和导频间的自相关矩阵部分，选取办法
和Kh具相同。《为高斯白噪声的噪声方差。这样即完成了频域上由导频到数 据部分信道特性的插值。
同样此方法也可以适用于非插值信道估计算法，即当导频符号在频域上采 用块状分布时，w为
矩阵选取方法与所述插值信道估计算法中的矩阵选取方法相同。这样就可 以获得导频子载波处的ELMMSE信道估计值。
如图4所示， 一种与本发明方法相应的信道估计装置的实施例，其具体包
括最小二乘信道估计器401、傅立叶逆变换单元402、最大时延单元403、均
方根时延单元404及线性最小平方误差信道估计器405。 所述最大时延单元403还包括设定噪声门限单元4031。 所述最小二乘信道估计器401,根据最小二乘信道估计算法对导频序列进
行信道估计，得到频域上的信道估计值，并将该信道估计值发送给所迷傅立叶
逆变换单元歡
所述傅立叶逆变换单元402,接收所述最小二乘信道估计器401发送的所 述频域上的信道估计值，并将该频域上的信道估计值利用快速傅立叶逆变换变 换为时域上的信道估计值，从而可获得多径的平均功率，并把所述多径的平均 功率发送给所述最大时延单元403;
所述最大时延单元403，接收所述多径的平均功率；
所述的设定噪声门限单元4031,根据所述多径的平均功率，在时域上设定 一个合适的门限值"，并且"""，于是可得噪声门限为7.C,其中c为多径功
率谦的最大值，大于这个噪声门限的就看作是有用径，小于这个噪声门限的就 看作是噪声；
在OFDM系统中，设计要求最大时延匸，一定小于CP长度，所述C^为正
交频分复用循环前缀的长度，所以当r,大于CP时，令r,等于CP,即t,的 估计值不会大于CP，于是可得公式
其中t啤'为第i条有用径的时延，CP为正交频分复用循环前缀的长度，T 为釆样时间；
即根据功率镨的负指数分布特性，最小功率对应的时延最大，因此所述噪
声门限对应的时延，即为最大时延、ax的估计值。
将所述最大时延r,的估计值和设定的噪声门限7.C发送给所述均方根时 延单元404。
均方根时延单元404，接收所述最大时延^"的估计值和设定的嗓声门限
由频域到时域变换后，由于采样和噪声的影响，各采样点上的功率可以看
作是连续分布的，那么当设定了噪声门限"'c后，在有用径中的最大时延点的 功率值C就是最小功率，即噪声门限值矿C，因此可有公式
其中C为多径功率镨的最大值，r为多径时延，从而获得均方根时延^的估计
其中所述多径功率谱的负指数分布，体现了时域上每径平均功率的分布特 性，每径平均功率可以看作是连续分布的，在大部分的信道模型中，由于传输 衰落的影响，时延越大，该径上的功率值越小，基本上都会满足负指数分布或
者类似负指数分布，所以可有公式尸("-C'e
将所述最大时延7,和均方根时延7，的估计值发送给所述等价线性最小 平方误差信道估计器405。
等价线性最小平方误差信道估计器405,接收所述最大时延f""和均方根时 延匸，的估计值；
根椐所述最大时延""自和均方根时延r，的估计值利用ELMMSE算法中的
根据多径功率i普的负指数分布特性，可得公式:
因此可推出公式:
公式
<formula>formula see original document page 19</formula>荻得信道的自相关矩阵；
基于所述自相关矩阵，再根据所述ELMMSE算法计算出信道估计值。 综上所述，本发明所述的一种信道估计装置的总体工作过程如下 导频序列经过最小二乘信道估计器401进行信道估计，得出频域上的信道 估计值，再经过傅立叶逆变换单元402将所述频域上的信道估计值经傅立叶逆 变换变换到时域上的信道估计值，即多径的平均功率，将该时域上的多径的平 均功率发送到最大时延单元403，所述最大时延单元403中的设定噪声门限单 元4031根据所述多径的平均功率，设定噪声门限77《，选取有用径，并在有用 径内获得最大时延、"的估计值，并将该7,的估计值和噪声门限值『C发送到 均方根时延单元404，所述均方根时延单元404根据所述7^的估计值和噪声门
限值7'C获得均方根时延^的估计值，并将所述最大时延7,和均方根时延7， 的估计值发送到等价线性最小平方误差信道估计器405，所述等价线性最小平
方误差信道估计器405才艮据所述T,以及所述^计算出信道的自相关矩阵，从 而获得信道估计值。
另外，上述系统中所述的等价线性最小平方误差信道估计器可以由插值信 道估计器替换，利用插值信道估计算法，根据所述均方根时延单元发送的所述 最大时延以及均方根时延获得的自相关矩阵，从而获得信道估计值；所述的等 价线性最小平方误差信道估计器也可以由非插值信道估计器替换，利用非插值 信道估计算法，根据所述均方根时延单元发送的所述最大时延以及均方根时延 获得的自相关矩阵，从而获得信道估计值。显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发 明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及 其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
权利要求
1、一种信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤A、通过导频信号和导频符号获得频域上的信道估计值；B、通过傅立叶逆变换将所述频域上的信道估计值变换到时域上的信道估计值；C、根据所述时域上的信道估计值，设定噪声门限，根据多径功率谱的负指数分布特性，将噪声门限对应的时延值作为最大时延，并根据多径功率谱的负指数分布特性以及噪声门限和最大时延，获得均方根时延；D、根据所述最大时延和均方根时延获得导频序列的信道估计值。
2、 如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述步骤C包括 Cl、根据所述多径的平均功率，设定门限"，且0《""；C2、根据所述门限、得到噪声门限^'C，其中C为多径功率谦的最大值；C3 、取大于所述噪声门限"'C的为有用径，利用公式，鹏=max (r丰} ， max (r丰卜C尸* r获得最大时延r,的估计值，其中，、'为第i条有用径的时延，CP为正交频分 复用循环前缀的长度，T为采样时间；C4、根据多径功率谱的负指数分布特性，利用公式^-"'C和义P^) = C'e 得到公式7""5= ^"("),即得到均方根时延7，的估计值，其 中C为多径功率"i普的最大值，r为多径时延。
3、如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述步骤A所述信道估计值 是通过下述公式计算出的<formula>formula see original document page 2</formula>其中，N是接收到的高斯白噪声，NX-p'是信道估计中由于N引入的噪声分量，下标P表示导频所在子载波序号，Hp是导频处的信道估计值，H"P为所述频域上的信道估计值。
4、如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述步骤D包括 D101、 4艮据所述最大时延和均方根时延的估计值，利用公式<formula>formula see original document page 3</formula>获得等价线性最小平方误差信道估计算法需要的自相关矩阵R朋，其中，N是频域上的子栽波个数，m、 n是信道自相关矩阵R冊的下标，用来表示矩阵的元 素；D102、根据所述自相关矩阵R冊，利用公式<formula>formula see original document page 3</formula>获得所述导频序列的信道估计值H濕征、其中，H是频域上的信道特性，X是发送端发射数据，H"J为所述频域上的信道估计值。
5、如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述步骤D包括 D201、 4艮据所述最大时延和均方根时延的估计值，利用公式<formula>formula see original document page 3</formula>获得插值信道估计算法需要的数据和导频间相关矩阵RH為以及导频和导频间的自相关矩阵RH^，其中，N是频域上的子载波个数，m、 n是信道自相关矩 阵R冊的下标，用来表示矩阵的元素；D202、根据所述Rh。h-和Rha ，利用公式W = RHdHp (RHpHp +《(XXW)-'和H歸"=WIW获得所述导频序列的信道估计值6鹏征j'，其中，H是频域上的信道特性，X是发送端发射数据，H^为所述频域上的信道估计值。
6、如权利要求l所述的方法，其特征在于，所述步骤D包括步骤 D301、根据所述最大时延和均方根时延的估计值，利用公式1<formula>formula see original document page 4</formula>获得非插值信道估计算法需要的导频和导频间的自相关矩阵rh為，其中，N 是频域上的子载波个数，m、 n是信道自相关矩阵R冊的下标，用来表示矩阵的 元素；D302、根据所述K^h。利用公式W = RH a (RHpHp + a"2 (XX" )-1 )一'和fi腹矽=Wfiu,获得所述导频序列的信道估计值&，征j'，其中，H是频域上的信道特性，X是发送端发射数据，H^为所述频域上的信道估计值。
7、 一种信道估计装置，其特征在于，包括第一信道估计器、傅立叶逆 变换单元、最大时延单元、均方根时延单元和第二信道估计器；所述第一信道估计器，用于对导频序列进行信道估计，得到频域上的信道 估计值，并将该信道估计值发送到所述傅立叶逆变换单元；所述傅立叶逆变换单元，用于将频域上的信道估计值转换为时域上的信道 估计值，并将所述时域上的信道估计值发送到所述最大时延单元；所述最大时延单元，用于根据所述时域上的信道估计值，设定噪声门限，根据多径功率镨的负指数分布特性，将噪声门限对应的时延值作为最大时延，并将所述最大时延和所述噪声门P艮发送给所述均方根时延单元；所述均方根时延单元，用于根据多径功率谱的负指数分布特性，以及所述噪声门限和所述最大时延的估计值获得均方根时延的估计值，并将所述最大时延和均方根时延发送给所迷第二信道估计器；所迷第二信道估计器，用于根据所述最大时延以及所述均方根时延，获得导频序列的信道估计值。
8、 如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述最大时延单元还包括 设定噪声门限单元，用于根据多径功率语的负指数分布特性，设定噪声门限。
9、 如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第一信道估计器为最小 二乘信道估计器。
10、 如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第二信道估计器为等价 线性最小平方误差信道估计器或者插值信道估计器或者非插值信道估计器。
全文摘要
本发明公开了一种信道估计方法及装置，用以解决现有技术中信道估计方法过于复杂，信道估计值误差大，以及无法得到最大时延和均方根时延，只能停留在理论领域，无法实际应用的问题。本发明方法包括步骤通过导频信号和导频符号获得频域上的信道估计值；通过傅立叶逆变换将所述频域上的信道估计值变换到时域上的信道估计值；根据所述时域上的信道估计值，设定噪声门限，根据多径功率谱的负指数分布特性，将噪声门限对应的时延值作为最大时延，并根据多径功率谱的负指数分布特性以及噪声门限和最大时延，获得均方根时延；根据所述最大时延和均方根时延获得导频序列的信道估计值。本发明用于导频序列的信道估计。
文档编号H04L27/26GK101127745SQ20061011242
公开日2008年2月20日 申请日期2006年8月16日 优先权日2006年8月16日
发明者媛 盖, 程履帮 申请人:大唐移动通信设备有限公司