专利名称：直放站系统抗自激方法
直i文站系统」抗自激方法
技术领域：
本发明涉及移动通信领域，尤其涉及同频无线直放站中， 一种直放站系 统抗自激方法。
背景技术：
同频无线直放站多采用双工器进行上下行链路的切换，利用前向天线接 收基站下行信号，经过低噪声放大器将有用的信号放大，再经窄带滤波器多
重滤波后进一步用功放将功率放大，由后向天线发射到移动台；同时利用后 向天线接收移动台上行信号，经低噪声放大器、窄带滤波器、功放发射到基 站。它的优点是以远低于基站投资的成本扩大覆盖区域，安装条件简单，能 快速扩大网络覆盖面；提高基站的设备利用率，改善现有蜂窝网的覆盖质量。
但是在实际应用中，同频无线直放站由于前、后向天线安装地点较近， 不可避免地发生耦合，如果系统增益太大，大于直放站前、后向天线之间的 隔离度时，直放站就会发生自激振荡，造成基站控制信道阻塞，甚至导致基 站瘫痪。
在同频无线直放站系统中，这种反馈信号所形成的干扰源，会导致接收 机系统性能的下降，进而使得同频无线直放站的系统增益通常要比发射天线 与接收天线间的隔离度低10~15dB左右，这样又会影响直放站系统的覆盖能 力。为了提高同频无线直放站的系统增益，就需要提高收发天线之间的隔离 度，这样就与前述形成了一对矛盾，在工程应用中通常难以实现。因此，为 了提高同频无线直放站的系统增益，扩大其覆盖范围，需要有合适的技术来 抑制或者消除反馈信号所产生的自激千扰。
发明内容
本发明的目的就是要克服上述不足，提供一种能够自适应地消除同频无
线直放站中反馈信号所产生的自激干扰，减小对前、后天线高隔离度的依赖， 提高系统增益，增大覆盖范围的应用在同频无线直放站中的直放站系统抗自
激方法。
本发明的目的是通过如下技术方案实现的
本发明直放站系统抗自激方法，应用于同频无线直放站的上、下行链路 中，包括如下步骤
1 )在直放站的上行或下行链路中耦合一路即将输出的射频信号作为参
考信号；
2) 将所属链路中的信号和所述参考信号从射频信号格式下变频至基带
信号格式；
3) 在基带级基于所述参考信号消除所属链路中链路信号的自激励成分， 以输出消除了自激干扰信号的多载波基带信号；
4) 将所述多栽波基带信号上变频成射频信号馈入上行或下行链路中。 其中步骤3)还包括如下步骤
3.1使用最新系数对所述基带级的参考信号进行数字滤波，以获得空中
自激反馈信号的逼近信号；
3.2将基带级的链路信号减去所述逼近信号，获得消除了自激反馈信号
的误差信号，以作为多载波基带信号输出；
3.3利用误差信号计算滤波器的最新系数，并传输给所述滤波器。
当直放站各部件的时间差距较小时，则还应包括如下步骤
3.4调整所述误差信号与参考信号之间的时间差距以输出多栽波基带信号。
此外，步骤3.3具体包括如下步骤
3.3.1对输入的基带级的链路信号进行能量计算；
3.3.2计算链路信号能量的倒数；
3.3.3计算误差信号与能量倒数之积；
3.3.4计算滤波器系数的更新增量；
3.3.5计算滤波器原系数与所述更新增量之和并输出至所述滤波器。所述步骤2具体包括
2.1将所属链路中的链路信号和参考信号分别混频至模拟格式的中频信
号；
2.2基于衰减控制值分别衰减中频链路信号和中频参考信号；
2.3分别将衰减后的两种中频信号转换为数字格式；
2.4分别将两种数字中频信号下变频至基带信号；
2.5基于基带级的参考信号计算步骤2.2所需的衰减值。
其中步骤2.5还包括
2.5.1计算从步骤2.4获得的数字中频参考信号的能量；
2.5.2将参考信号的能量与预设的门限相比较，以判别是否处于自激状
态；
2.5.3根据判别结果产生步骤2.2所需的衰减值。 所述步骤4具体包括
4.1将步骤3.2或3.4输出的多载波基带信号上变频成数字中频信号； 4.2将步骤4.1的中频信号转换为模拟格式； 4.3将步骤4.3的模拟信号上变频成射频格式。
较佳地，在步骤l之前，对链路信号进行低噪声滤波处理；在步骤4之 后，对链路信号进行功率放大处理。
为方便实现，上行链路中的参考信号从直放站中基站端的双工器耦合而 得，下行链路中的参考信号从直放站中覆盖端的双工器耦合而得。
此外，所述自激消除方法与所述衰减控制方法可共同集成于同一 FPGA 或DSP芯片中。所述数字下变频与所述模数转换可以分别使用专用芯片实 现，也可以使用一片有模数转换及数字下变频功能的专用芯片实现，也可以 是数字下变频在FPGA芯片或DSP芯片内实现而模数转换仍使用专用芯片实 现。所述数字上变频与所述数模转换可以分别使用专用芯片实现，也可以使 用 一 片同时有数字上变频及数模转换功能的专用芯片实现，也可以是数字上
变频在FPGA芯片或DSP芯片内实现而数模转换仍使用专用芯片。
与现有技术相比，本发明具备如下优点本发明能使其所应用的同频无
线直放站系统有效地自适应消除反馈信号所产生的自激干扰，减小对前、后 向天线隔离度的需求，提高系统增益，增大直放站的覆盖范围。
图1为应用本发明方法的一种同频无线直放站系统的原理框图2为本发明用硬件实现时的原理框图，其中模拟下变频器部分未示出。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明
请结合图l和图2，图1为应用了本发明直放站系统抗自激方法的同频 无线直放站的原理框图，图2为本发明用硬件实现时的原理框图，但其中的 模拟下变频器在图1中示出。
图1中，由DT端双工器11、下行放大模块12, 14、下行抗自激模块 13、 MT端双工器15构成下行链路，由MT端双工器15、上行放大模块22， 24、上行抗自激模块23和DT端双工器11共同构成上行链路。
其中，上行和下行放大模块22， 24， 12, 14可为低噪声放大模块12， 22或者功率放大模块14， 24,较佳地，如图l所示，在上行和下行链路中的 抗自激模块13, 23之前设置低噪声放大模块12, 22，在其后则设置功率放 大模块14， 24。上行或下行链路中也可仅设一个放大模块，也可增设多个， 根据实际需要而定。
下行链路中，施主天线(未图示)从空中耦合到基站的射频信号，经 DT端双工器11进入低噪声放大模块12，在低噪声放大模块12中滤除信号 的噪声后，进入抗自激模块13，消除其中由覆盖天线(未图示)自激励的成 分后，再经过功率放大模块14进行放大后，即可经MT端双工器15由覆盖 天线将射频信号重发至移动台。
同理，上行链路中，覆盖天线耦合到的上行信号经MT端双工器15进 入低噪声放大模块22滤波噪声后，进入抗自激模块23消除自激励成分，再 经功率放大模块24进行放大后，即可经DT端双工器11由施主天线将射频 信号传输至基站。所述抗自激模块13, 23,用于消除所属链路信号的自激励成分，通过在 所属链路中耦合一路即将输出的射频信号作为参考信号，下变频至基带信号， 在基带级对其滤波，滤波出自激励部分后，用所属链路中流经的信号减去自 激励部分，即成为误差信号，根据需要进行适当的延时调整，便成为多栽波 基带信号，再对多载波基带信号进行上变频至射频信号后，便完成了其抗自 激过程。结合图1和图2,具体地说，所述抗自激模块13, 23包括参考信号 产生模块、下变频装置、自激消除模块34以及上变频装置。
所述参考信号产生模块，其在上行链路中与DT端双工器11连接，从 DT端双工器11耦合一路即将输出的上行射频信号作为参考信号，而在下行 链路中时，则与MT端双工器15连接，从MT端双工器15耦合一路即将输 出的下行射频信号作为参考信号。
下变频装置，用于将所属链路中的链路信号和所述参考信号从射频信号 格式下变频至基带信号格式，如图1和图2所示，每个抗自激模块13， 23 的下变频装置由两个模拟下变频器(见下行链路中的131, 133;上行链路中 的231, 233 )和两个自动衰减模块31， 37、两个模数转换器32， 38以及两 个数字下变频器33， 39组成
所述模拟下变频器131， 133， 231， 233,用于将所属链路(上行链路和 下行链路)中的射频链路信号和射频参考信号分别混频至模拟格式的中频信 号。上/下行链路中，上/下行第一模拟下变频器131, 231接受上/下行低噪声 放大器12， 22的射频信号的输入，进行混频，并最终输出模拟的中频信号至 用于处理下行信号衰减的第一自动衰减模块31。用于处理上/下行链路中参 考信号的第二才莫拟下变频器133， 233则将由DT/MT端双工器11, 15耦合 而得的信号转换为模拟中频信号，然后输出至用于处理参考信号衰减的第二 自动衰减模块37;
所述两个自动衰減模块31, 37,用于基于衰减值分别衰减中频链路信号 和中频参考信号。第一自动衰减模块31与第一模拟下变频器连接131，接受
上行/下行链路的中频信号；第二自动衰减模块37则与第二模拟下变频器133 连接接受其中频信号；
两个模数转换器32， 38，用于分别将衰减后的两种中频信号转换为数字 格式，也即，第一模数转换器32与第一自动衰减模块31连接，将衰减后的 上/下行信号进行模数采样，成为数字格式的中频信号；第二模数转换器38 与第二自动衰减模块37连接，将衰减后的上/下行参考信号经模数采样转换 为数字格式；
两个数字下变频器33， 39,用于分别将两个模数转换器32, 38输出的 数字中频信号下变频至基带信号。其中，第一数字下变频器33与第一模数转 换器连接32,将第一模数转换器32传输来的上/下行信号下变频至数字基带 信号；第二数字下变频器39与第二模数转换器38连接，将第二模数转换器 38传输来的上/下行链路中的参考信号下变频至数字基带信号；
衰减控制模块30，分别与两个自动衰减模块31, 37和所述第二数字下 变频器39连接，用于基于基带级的参考信号计算衰减值并同时输出至两个自 动衰减模块31, 37。衰减控制模块30根据从MT端/DT端获得的数字参考 基带信号进行能量计算，根据预设定的判决门限判决直放站系统是否处于自 激状态，产生合适的衰减值，输出控制信号，从而控制自动衰减模块。该衰 减控制模块30包括
计算能量单元，用于计算从第二数字下变频器39获得的参考信号的能
量；
自激判别单元，用于将参考信号的能量与预设的门限相比较，以判别是
否处于自激状态；
衰减值产生单元，用于根据判别结果产生衰减值并输出至两个自动衰减 模块31， 37。
其产生衰减值的步骤如下
(1) 预设置计算器的初始计数值为cnt二0，衰减值ATTv=MAX
(2) 计算能量单元按如下公式计算输入的MT端/DT端数字参考基带信 号的能量pow<formula>formula see original document page 11</formula>
(3) 自激判别单元将能量pow与预设置的门限T比较，如果pov^T则
进入步骤(l);否则进入步骤(4)
(4) 衰减值产生单元判断cnt是否大于最大值，如果不是则cnt^nt+l，进 入步骤(2)，否则cnt-O，并判断是否ATTv大于最小值，是的话则 ATTv=ATTv-1 ，然后进入步骤(2)。
所述自激消除模块34，用于在基带级基于所述参考信号消除所属链路中 链路信号的自激励成分，以输出消除了自激千扰信号的多栽波基带信号，其 具体包括滤波器340、误差信号产生子模块342、滤波器系数更新子模块341 以及误差信号延迟子模块343:
滤波器340，宜采用FIR (有限长单位沖击响应)数字滤波器，用于使 用最新系数对所述基带级的参考信号进行数字滤波，以获得空中自激反馈信 号的逼近信号。滤波器340与所述下变频装置中的第二数字下变频器39连 接，接受其中基带级的参考信号的输入，对该信号进行数字滤波，通过滤波 获得从MT端覆盖天线反馈到DT端施主天线的下行自激反馈信号或获得从 DT端施主天线反馈到MT端覆盖天线的上行自激反馈信号的逼近信号以输 出至误差信号产生子模块，滤波器34进行滤波时需要的滤波器最新系数从滤 波器系数更新子模块中获得；
误差信号产生子模块342,与所述第一数字变频器33、滤波器340、误
差信号延迟子模块343以及滤波器系数更新子模块341分别连接，用于将第
一数字变频器33输入的上/下行多载波数字基带信号分别减去由所述滤波器
340输入的逼近信号，获得消除了自激反馈信号的数字基带期待传输信号，
称之为误差信号，获得的误差信号分别输出到滤波器系数更新子模块341及
误差信号延迟子模块343;
滤波器系数更新子模块341基于LMS准则自适应滤波算法的原理，通 过对由误差信号产生子模块输入的误差信号及上/下行数字基带参考信号进
最新系数，使得滤波器340输出的信号逼近空中的自激反馈信号，滤波器系
数更新子模块341包括如下单元
能量计算单元，用于对输入的基带级的链路信号进行能量计算；
倒数计算单元，用于计算链路信号能量的倒数； 乘积计算单元，用于计算误差信号与能量倒数之积；
增量计算单元，用于计算滤波器系数的更新增量；
滤波器系数计算单元，用于计算滤波器原系数与所述更新增量之和并输
出至所述滤波器340。
具体地说，进行滤波器系数更新时的相应运算步骤如下
(1) 由能量计算单元按如下公式对输入的下/上行数字基带参考信号进行 能量计算
Pn=2^((<a)2+0CQ)2)
(2) 由倒数计算单元计算能量的倒数l/pn
(3) 由乘积计算单元计算误差信号产生子模块输入的误差信号与能量倒
数的乘积
(1/P ).en
(4) 由增量计算单元计算滤波器系数的更新增量.(W
(5) 由滤波器系数计算单元对更新增量进行适当的截位后获得当前的更 新增量，与待更新的滤波器最新系数相加后获得更新后的滤波器系数w";
误差信号延迟子模块343对误差信号产生子模块342输入的误差信号进 行适当的延迟后输出多载波基带信号给上变频装置的数字上变频子模块35; 使用误差信号延迟子模块343对误差信号进行延迟的目的是为了确保获得的 下/上行数字参考基带信号与输入的待传输下行/上行基带数字信号有一定的 时间差距从而不相关，误差信号延迟子模块343对误差信号的延迟量可调， 当数字上变频器33, 39、才莫拟上变频器132， 232与》文大电路12, 14， 22, 24、参考信号的下变频器133, 233以及相应的下/上行参考信号数字下变频 链路的延迟足够大时，误差信号延迟子模块343可以去掉，此时多载波误差 信号不经过延迟直接输出给直放站系统。上变频装置，用于将由所述自激消除模块34处理后输出的多载波基带 信号上变频成射频信号。如图1和图2所示，在第一个链路中，所述上变频 装置包括数字上变频器35、数模转换器36和模拟上变频器132， 232。
所述数字上变频器35，与所述自激消除模块34的误差信号延迟子模块 343或误差信号延迟子模块342 (当直放站中各部件的时间差距足够大时)连 接，用于将自激消除模块34输出的基带信号上变频成数字中频信号；
数模转换器36,与所述数字上变频器35连接，用于将数字上变频器35 输出的中频信号转换为模拟格式；
模拟上变频器132， 232，与数模转换器36连接，用于将所述数模转换 器36输出的信号上变频成射频格式。
由此，同频无线直放站系统中，上/下行信号经覆盖天线/施主天线进入， 经过MT端/DT端双工器15， 11后，在上行/下行低噪声放大器22, 12中滤 除其噪声部分，然后经过所述上/下行抗自激模块23， 13处理。抗自激模块 23， 13中， 一方面由第二才莫拟下变频器233， 133将从DT端/MT端双工器 11, 15耦合到的链路信号转换为模拟中频信号，经第二自动衰减模块37依 据衰减控制模块30产生的误差值进行衰减、经第二模数转换器38转换为数 字格式，再由第二数字下变频器39将数字格式的中频信号下变频成参考基带 信号，在衰减控制模块39中产生控制自动衰减模块31, 37的衰减值，同时 在自激消除模块34的FIR滤波器340中依赖滤波器系数更新子模块341产 生的滤波系数进行滤波，滤波后的结果输出至自激消除模块34的误差信号产 生子模块342中；同理，另一方面，由第一模拟下变频器231， 131将从上/ 下行链路中获得的射频信号下变频至模拟中频信号，经第 一 自动衰减模块 31、第一模数转换器32、第一数字下变频器33后，直接直入自激消除模块 34中的误差信号产生子模块342中。误差信号产生子模块342将由第一数字 下变频器33输入的信号减去由滤波器340输入的逼近信号后，输出误差信 号，经误差信号延迟子模块343做适当的处理后，将多载波基带信号经数字 上变频器35上变频至中频信号，在数模转换器36中转换成数字格式，再经
模拟上变频器232， 132将中频信号转换为射频信号，送入上/下行功率放大 器24, 14中将该射频信号进行放大后，经DT端/MT端双工器11， 15传输 至施主天线/覆盖天线发射出去。
在所述抗自激模块13， 23中，所述自激消除模块34与所述衰减控制模 块30同时集成在一块FPGA或DSP芯片中；所述模数转换器32, 38和所述 数字下变频器33， 39可以分别采用专用芯片实现，也可以使用一片有模数采 样及数字下变频功能的专用芯片实现，也可以是数字下变频器33，39在FPGA
芯片或DSP芯片内实现而模数转换器32， 38仍采用专用芯片实现。
同理，所述数字上变频器35和数模转换器36可以分别使用专用芯片实
现，也可分开实现，数字上变频器35还可由一片FPGA或DSP芯片实现。 众所周知地，直放站还包括监控子系统4和电源子系统5，监控子系统4
负责对直放站的各种状态进行监控，可以远程传送系统的状态给监控中心，
并可以接受对系统的各种参数设置，包括设置所述衰减值、滤波器最新系数
等；而电源子系统5负责对直放站供电。
本发明克服了直放站中由于自激励信号产生的缺陷，间接提高了直放站
的覆盖范围，适用于GSM/CDMA/CDMA2000/WCDMA等体制的直》文站系
统，经过适当的改进还可以应用于TD-SCDMA直放站系统和数字电视等系统。
本发明始终以叙述性的方式进行描述，其中所使用的术语意在描述而非 限制。根据以上的描述，可以对本发明做许多进一步的修改，也可以根据实 际需要做许多变化。因此，在附加的权利要求范围内，本发明可以对所具体 描述的实施例采用各种不同的实现方式。
权利要求
1. 一种直放站系统抗自激方法，其特征在于包括如下步骤1)在直放站的上行或下行链路中耦合一路即将输出的射频信号作为参考信号；2)将所属链路中的信号和所述参考信号从射频信号格式下变频至基带信号格式；3)在基带级基于所述参考信号消除所属链路中链路信号的自激励成分，以输出消除了自激干扰信号的多载波基带信号；4)将所述多载波基带信号上变频成射频信号馈入上行或下行链路中。
2、 根据权利要求1所述的直放站系统抗自激方法，其特征在于步骤3 ) 还包括如下步骤3.1使用最新系数对所述基带级的参考信号进行数字滤波，以获得空中自激反馈信号的逼近信号；3.2将基带级的链路信号减去所述逼近信号，获得消除了自激反馈信号的误差信号，以作为多载波基带信号输出；3.3利用误差信号计算滤波器的最新系数，并传输给所述滤波器。
3、 根据权利要求2所述的直放站系统抗自激方法，其特征在于步骤3) 还包括3.4调整所述误差信号与参考信号之间的时间差距以输出多载波基带信号。
4、 根据权利要求2或3所述的直放站系统抗自激方法，其特征在于步骤3.3具体包括如下步骤3.3.1对输入的基带级的链路信号进行能量计算；3.3.2计算链路信号能量的倒数； 3.3.3计算误差信号与能量倒数之积； 3.3.4计算滤波器系数的更新增量；3.3.5计算滤波器原系数与所述更新增量之和并输出至所述滤波器。
5、 根据权利要求4所述的直放站系统抗自激方法，其特征在于所述步 骤2具体包括2.1将所属链路中的链路信号和参考信号分别混频至模拟格式的中频信号；2.2基于衰减控制值分别衰减中频链路信号和中频参考信号；2.3分别将衰减后的两种中频信号转换为数字格式；2.4分别将两种数字中频信号下变频至基带信号；2.5基于基带级的参考信号计算步骤2.2所需的衰减值。
6、 根据权利要求5所述的直放站系统抗自激方法，其特征在于步骤2.5 包括2.5.1计算从步骤2.4获得的数字中频参考信号的能量；2.5.2将参考信号的能量与预设的门限相比较，以判别是否处于自激状态；2.5.3根据判别结果产生步骤2.2所需的衰减值。
7、 根据权利要求6所述的直放站系统抗自激方法，其特征在于所述步 骤4具体包括4.1将步骤3.2或3.4输出的多载波基带信号上变频成数字中频信号； 4.2将步骤4.1的中频信号转换为模拟格式； 4.3将步骤4.3的模拟信号上变频成射频格式。
8、 根据权利要求1至3中任意一项所述的直放站系统抗自激方法，其 特征在于在步骤1之前，对链路信号进行低噪声放大处理；在步骤4之后，对链路信号进行功率放大处理。
9、 根据权利要求1至3中任意一项所述的直放站系统抗自激方法，其 特征在于上行链路中的参考信号从直放站中基站端的双工器耦合而得，下 行链路中的参考信号从直放站中覆盖端的双工器耦合而得。
10、 根据权利要求1所述的直放站系统抗自激方法，其特征在于所述 自激消除方法与所述衰减控制方法可共同集成于同一 FPGA或DSP芯片中。 所述数字下变频与所述模数转换可以分别使用专用芯片实现，也可以使用一 片有模数转换及数字下变频功能的专用芯片实现，也可以是数字下变频在 FPGA芯片或DSP芯片内实现而模数转换仍使用专用芯片实现。所述数字上 变频与所述数模转换可以分别使用专用芯片实现，也可以使用 一 片同时有数 字上变频及数模转换功能的专用芯片实现，也可以是数字上变频在FPGA芯 片或DSP芯片内实现而数模转换仍使用专用芯片。
全文摘要
本发明直放站系统抗自激方法，应用于同频无线直放站的上、下行链路中，包括如下步骤1)在直放站的上行或下行链路中耦合一路即将输出的射频信号作为参考信号；2)将所属链路中的信号和所述参考信号从射频信号格式下变频至基带信号格式；3)在基带级基于所述参考信号消除所属链路中链路信号的自激励成分，以输出消除了自激干扰信号的多载波基带信号；4)将所述多载波基带信号上变频成射频信号馈入上行或下行链路中。本发明能使同频无线直放站有效地自适应消除反馈信号所产生的自激干扰，减小对前、后向天线隔离度的需求，提高系统增益，增大直放站的覆盖范围，适用于GSM/CDMA/CDMA2000/WCDMA等体制。
文档编号H04B7/14GK101207428SQ20061012432
公开日2008年6月25日 申请日期2006年12月21日 优先权日2006年12月21日
发明者刘志敏, 英 施, 罗漫江, 赖文强 申请人:京信通信技术(广州)有限公司