专利名称：使用彼此之间具有预定频移的两个导频符号的ofdm同步的制作方法
技术领域：
概括地说，本发明实施例涉及通信网络。更具体地，本发明实施例涉及正交频分多 路复用同步。
背景技术：
数字宽带广播网络使得终端用户能够接收包括视频、音频、数据等在内的数字内 容。使用移动终端，用户可通过无线数字广播网络接收数字内容。可以在网络内的小区中 传送数字内容。小区可以表示可由通信网络中的发射机覆盖的地理区域。网络可以具有多 个小区，并且小区可以邻近于其它小区。诸如移动终端的接收机设备可以在数据流或传输流中接收节目或服务。传输流携 带节目或服务的各个元素，例如节目或服务的音频、视频和数据成分。典型地，通过在数据 流中嵌入的节目特定信息(PSI)或服务信息(Si)，接收机设备定位数据流中的特定节目或 服务的不同成分。然而，在诸如数字视频广播-手持(DVB-H)系统这样的某些无线通信系 统中，PSI或SI信令可能不够。在这些系统中使用PSI或SI信令可导致次优的终端用户 体验，因为在PSI和SI信息中携带的PSI和SI表格可能具有长的重复周期。此外，PSI或 SI信令需要大量带宽，这样的成本很高，并且还降低了系统的效率。
发明内容
以下提供了简要内容，以便提供对本发明某些方面的基本理解。发明内容并非对 本发明的详尽概括。这并不旨在标识本发明的关键或主要元素，也并非描述本发明的范围。 以下发明内容仅以简单形式提供本发明的某些概念，作为下面具体实施方式
的前序。实施例涉及第一和第二 OFDM导频符号。第一和第二导频符号可以分别具有关于 被允许的、被禁止的和活动的载波频率的第一和第二集合。可通过将相应的第一集合进行 预定频率(例如在相邻载波之间的频率差)的频移来形成载波频率的第二集合。实施例涉 及在第一方向上，将第一接收的导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移，在与所 述第一方向相反的第二方向上，将第二接收的导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率 平移，以及通过以下操作来形成相关将第一和第二导频符号的频率平移部分与所述导频 符号中并未进行频率平移的部分的复共扼相乘，以及将乘法结果进行求和。
考虑附图，通过以下说明，可获得本发明及其优点的更完整理解，其中相同的标号 指示相同的特征，并且其中图1示出了可在其中实现本发明的一个或多个示例性实施例的适当的数字宽带 广播系统；图2示出了根据本发明一方面的移动设备的示例；图3示意性示出了分别可由根据本发明一方面的不同发射机覆盖的小区的示例；
图4示出了根据本发明一方面的用于信道搜索和服务发现的符号、同步符号的帧 和超帧；图5示出了信号中心频率可如何与信道中心频率一致，或者可如何相对于后者偏 移；图6是示出了由根据至少一个实施例的接收机所实现的步骤的流程图；图7根据本发明的一方面示出了与信号带宽和信道栅格带宽相比的导频信号带 宽的大小的示例；图8根据本发明的一方面示出了用于导频符号的导频序列的稀疏导频分隔；图9是示出了接收机所执行的步骤的流程图，用于在频域中实现相关以便检测正 被使用的粗糙偏移；图10是示出了根据用于在时域中实现服务发现相关的实施例的步骤的流程图；图11根据本发明的一方面示出了导频/信令符号序列的示例；图12是示出了由根据本发明至少一方面的发射机所实现的方法的步骤的流程 图；图13和图14示出了根据本发明一方面的在P1、P2和DATA符号之间的关系；图15根据本发明的一方面示出了包括OFDM符号和信元的示例性帧和时隙结构；图16示出了在一个导频符号内的相干带宽和差分调制；图17根据本发明的一方面示出了在两个Pl符号之间的差分调制；图18示出了根据实施例具有1/1保护间隔的两个Ik符号以及符号之间的差分调 制；图19根据一个或多个实施例示出了根据一个或多个导频符号计算所接收到的能 量的总和；图20示出了根据一个或多个实施例的发射机；图21示出了根据一个或多个实施例的接收机；图22是示出了可由根据一个或多个实施例的接收机实现的步骤的流程图；图23是根据一个或多个实施例在导频序列及其频率偏移版本之间的自/互相关 的示图；图24是图23的示图的放大版本，其示出了频率偏移的低互相关范围；图25是示出了根据至少一个实施例的第一导频符号信号的包络幅度的示图；图26是图25的示图的放大版本；图27示出了根据实施例的2k符号(Pl)符号的示例；图28根据实施例示出了具有两个连续OFDM符号(Pla和Plb)的同步符号P1，其 中这两个连续OFDM符号(Pla和Plb)具有相同的FFT大小；图29示出了根据实施例的Pl的示例，其中将脉冲Pla和Plb分别细分成两个部 分；图30是根据实施例的接收机的相关器部分的示意图；图31是根据实施例的接收机的相关器部分的示意图；以及图32示出了根据实施例的检测序列的步骤。
具体实施例方式在各个实施例的以下描述中参照了附图，这些附图形成各个实施例的一部分，并 通过可实现本发明的各个图示实施例来示出。可以理解，可利用其它实施例，并且可在不背 离本发明的范围和精神的情况下进行结构上和功能上的修改。本发明实施例涉及数字广播网络中的服务发现和信道搜索。从用户的角度来看， 相对快速的服务发现是期望的。自然地，使用第一时间接收机设备，实现盲服务发现/信道 搜索。此外，当终端被关闭并移动到不同位置时，同样实现新的盲搜索。通常，移动TV应用 也不时地运行背景信道搜索，以便检测可能的新服务。盲服务发现应当仅占用几秒，从而不 使得终端用户感到不适，并且能够实现频率重新扫描。与常规数字视频广播服务发现有关的挑战包括以下内容。对于信号带宽、FFT大 小、保护间隔、内部调制等，DVB-H标准提供了多种灵活性。对于DVB-H信号，操作者可以使 用偏移，即，信号不处于信道的额定中心频率处，而是偏移一定量。不同的国家使用不同的 信道栅格和信号带宽。在该标准中包括TPS(发射机参数信令)，以帮助接收机同步和信道 搜索。不幸地是，接收机在其能够解码TPS信息之前需要知道若干参数。在能够解码TPS 之前，需要知道信号带宽、频率偏移、FFT大小和保护间隔。UHF频带中的大部分信道不含 DVB-H服务。利用试凑法(trial-and-errormethod)(尝试实现在所有模式情况下的锁定) 来检测非DVB-H信道，并且这样消耗大量时间。检测非DVB-H服务的时间实际上主要设定 了用于信道搜索的可实现速度，因为通常大部分信道是空的，或者含有非DVB-H服务。用于盲服务发现的示例性计算如下UHF中信道的数目35(信道21-55， 470-750MHZ)；频率偏移的数目 7 (-3/6, -2/6, -1/6,0, +1/6, +2/6, +3/6MHz)；信号带宽的数 目3 (6MHz，7MHz，8MHz。5MHz是仅用于USA接收机的个别情况)；FFT大小的数目3 (2K，4K， 8K)；保护间隔的数目4 (1/32，1/16，1/8和1/4)；以及对于一个模式来说解码TPS的平均时 间 120ms(2K 50ms,4K 100ms,8K 200ms)。所述数目是示例性的。在该例中，对于盲服务发现所得到的时间将是35*7*3*3*4*120ms = 1058. 4秒= 17. 64分钟。根据实施例，可使用各种方法来降低实现信道搜索/服务发现所采用的时间。各 个方法的基本思想是引入信号的一部分(例如，初始化/同步符号(一个或多个))，其具 有已知的特征并在不同数字视频广播操作模式的情况下保持相同。因此，可以解码信号的 已知部分，而不必采用试凑法。信号的已知部分含有用于信号的其余部分的参数；因此，在 解码了已知部分之后，可解码信号的其余部分，而不必采用试凑法。信号的已知部分包括可 用子载波及其调制的子集。选择预定子载波(子载波号)及其调制的组合，从而使得该组合 对于每个偏移FFT大小对来说是唯一的(或者仅对于不同的FFT大小是唯一的)，并且该组 合可用于将信号标识为数字视频广播的期望信号。此外，可以使用信号的已知部分来高效 地检测含有数字视频广播服务的信道。如果从所检查的信号中没有找到固定的已知部分， 那么可将该信号看作是非数字视频广播信号或空信道，并且接收机可以迅速继续下一信道 /频率。这样，检测非数字视频广播和空信道变得相对快速。图1示出了可在其中实现一个或多个示例性实施例的适当的数字宽带广播系统 102。如这里所示的系统这样的系统可以利用数字宽带广播技术，例如，数字视频广播-手 持(DVB-H)或下一代DVB-H网络。数字宽带广播系统102可利用的其它数字广播标准的示例包括数字视频广播-地面(DVB-T)、综合服务数字广播-地面(ISDB-T)、高级电视 系统委员会(ATSC)数字广播标准、数字多媒体广播-地面(DMB-T)、地面数字多媒体广播 (T-DMB)、卫星数字多媒体广播(S-DMB)、仅前向链路(FLO)、数字音频广播(DAB)和数字无 线电调幅联盟(DRM)。还可以使用现在已知的或未来开发的其它数字广播标准和技术。本 发明的各方面也可应用于其它多载波数字广播系统(例如像T-DAB、T/S-DMB、ISDB-T和 ATSC)、专用系统(例如高通MediaFLO/FLO)，以及非常规系统(例如3GPP MBMS (多媒体广 播/多播服务)和3GPP2BCMCS (广播/多播服务))。数字内容可由数字内容源104来创建和/或提供，并且可包括视频信号、音频信 号、数据等。数字内容源104可向数字广播发射机103提供数字分组(例如因特网协议(IP) 分组)形式的内容。有时候，将共享某个唯一 IP地址或其它源标识符的一组相关IP分组 描述为IP流。为了传输，数字广播发射机103可从多个数字内容源104接收、处理和转发 多个数字内容数据流。在各个实施例中，数字内容数据流可以是IP流。然后，将经处理的 数字内容传递至数字广播塔105 (或其它物理传输组件)用于无线传输。最后，移动终端或 设备112可选地能够接收和消费源自数字内容源104的数字内容。如图2所示，移动设备112可包括处理器128，其连接至用户接口 130、存储器134 和/或其它存储设备，以及显示器136(其可用于向移动设备用户显示视频内容、服务指南 信息等)。移动设备112还可以包括电池150、扬声器152和天线154。用户接口 130可以 进一步包括键板、触摸屏、语音接口、一个或多个箭头键、操纵杆、数据手套、鼠标、滚动球、 触摸屏等。由移动设备112内的处理器128和其它组件使用的计算机可执行指令和数据可以 存储在计算机可读存储器134中。可通过只读存储器模块或随机访问存储器模块(视情况 包括易失性和非易失性存储器这二者)的任意组合来实现存储器。软件140可存储在存储 器134和/或存储设备内，以便向处理器128提供使得移动设备112能够实现各种功能的 指令。可选地，某些或所有移动设备112计算机可执行指令可嵌入在硬件或固件(未示出) 中。移动设备112可被配置以便通过特定的DVB接收机141来接收、解码和处理基于 例如数字视频广播(DVB)标准(例如DVB-H或DVB-T)的数字宽带广播传输。移动设备还 可配备有用于数字宽带广播传输的其它类型的接收机。附加地，接收机设备112还可被配 置以便通过FM/AM无线电接收机142、WLAN收发信机143和电信收发信机144来接收、解码 和处理传输。在本发明的一方面，移动设备112可以接收无线电数据流(RDS)消息。在DVB标准的示例中，一个DVB 10Mbit/s传输可具有200个50kbit/s音频节目 信道，或者50个200kbit/s视频(TV)节目信道。移动设备112可被配置以便接收、解码 和处理基于数字视频广播_手持(DVB-H)标准或其它DVB标准(例如DVB-MHP、DVB-卫星 (DVB-S)或DVB-地面(DVB-T))的传输。类似地，可选地可以使用其它数字传输格式来递送 关于补充服务的可用性的信息和内容，例如ATSC(高级电视系统委员会)、NTSC(国家电视 系统委员会)、ISDB-T (综合服务数字广播-地面)、DAB (数字音频广播)、DMB (数字多媒 体广播)、FLO (仅前向链路)或DIRECTV。此外，例如在DVB-H技术中，数字传输可以是时 间分片的。时间分片可降低移动终端的平均功耗，并且能够实现平滑和无缝的切换。相比 于使用常规流式传输机制来传输数据所需的比特率，时间分片需要使用更高的瞬时比特率在突发(burst)中发送数据。在这种情况下，移动设备112可以具有一个或多个缓冲存储 器，用于在呈现之前存储经解码的时间分片的传输。此外，电子服务指南(ESG)可用于提供与节目或服务有关的信息。通常，电子服务 指南(ESG)使得终端能够传达什么服务对于终端用户可用以及可如何访问服务。ESG包括 独立存在的多个ESG片段。常规地，ESG片段包括XML和/或二进制文档，但是最近它们含 有大量项目阵列，例如像SDP(会话描述协议)描述、文本文件或图像。ESG片段描述了当 前可用(或未来的)服务或广播节目的一个或几个方面。这些方面可以包括例如自由文 本描述、日程表、地理可用性、价格、购买方法、类别和补充信息(如预览图像或剪辑)。可 根据许多不同协议通过各种类型的网络来传送包括ESG片段的音频、视频和其它类型的数 据。例如，可通过通常称为“因特网”的网络集合，使用因特网协议集中的协议(例如因特网 协议(IP)和用户数据报协议(UDP))来传送数据。通常，通过寻址到单个用户的因特网来 传送数据。然而，其可寻址到一组用户，通常称为多播。在数据寻址到全部用户的情况下， 这被称为广播。广播数据的一种方式是使用IP数据广播(IPDC)网络。IPDC是数字广播和因特网 协议的组合。通过这种基于IP的广播网络，一个或多个服务提供商可以提供不同类型的IP 服务，包括在线报纸、无线电和电视。以音频、视频和/或其它类型数据的形式将这些IP服 务组织到一个或多个媒体流中。为了确定何时和何地出现这些流，用户参照电子服务指南 (ESG)。一种类型的DVB是数字视频广播-手持(DVB-H)。DVB-H被设计成向电池供电的终 端设备递送IOMbps的数据。DVB传输流经由第三方递送网络来向用户递送压缩的音频、视频和数据。运动图像 专家组(MPEG)是一种将单个节目内的编码视频、音频和数据与其它节目多路复用成传输 流(TS)的技术。TS是被分组化的数据流，其具有固定长度分组，包括报头。节目、音频和视 频的各个元素分别被携带在具有唯一分组标识(PID)的分组内。为了使得接收机设备能够 定位TS内特定节目的不同元素，提供了被嵌入到TS中的节目特定信息(PSI)。此外，附加 服务信息(Si)(即，依附于MPEG私有部分语法的一组表格)被结合到TS中。这使得接收 机设备能够正确处理TS内所含的数据。如上所述，ESG片段可在网络(例如DVB-Η)上由IPDC传输至目的地设备。DVB-H 可以包括例如分离的音频、视频和数据流。然后，目的地设备必须再次确定ESG片段的顺 序，并将它们装配成有用信息。在典型通信系统中，小区可以限定可由发射机覆盖的地理区域。小区可以具有任 意大小，并且可具有相邻小区。图3示意性示出了分别可由不同发射机覆盖的小区的示例。 在该例中，小区1表示由用于通信网络的发射机覆盖的地理区域。小区2紧邻小区1，并表 示可由不同发射机覆盖的第二地理区域。小区2例如可以是处在与小区1相同的网络中的 不同小区。可选地，小区2可以处在与小区1不同的网络中。在该例中，小区1、3、4和5是 小区2的相邻小区。根据一个或多个实施例，至少在携带多媒体和用于服务的其它数据的数据帧的开 始，使用符号来用信号通知在信道搜索和服务发现中所使用的数据。在其它实施例中，还可 以将这些符号中的一个或多个符号插入到数据帧内。此外，可以在包括两个或更多个数据 帧的超帧的开始处和/或其中插入这些符号中的一个或多个符号。
在一个实施例中，所述符号包括第一符号，其可用于标识该信号具有期望的类型。 此外，可使用第一符号来检测相对于无线电信道中心频率的偏移。所述符号可以包括第二 符号，其可以携带与后续数据符号中所使用的调制参数有关的数据。在另一实施例中，所述 符号包括可用于信道估计的第三符号。图4示出了根据本发明一方面的用于信道搜索和业务发现的符号、同步符号 S1-S3以及数据D的帧和超帧。在各个数字广播网络中，可相对于信道栅格来安置多载波信号，从而使得信号中 心频率(SCF)与信道中心频率(CCF) —致，或者信号中心频率(SCF)可以相对于信道中心 频率有所偏移。信号中心频率可能由于频谱使用原因(例如，来自相邻信道的干扰)而有 所偏移。对于第一符号，并非使用所有的可用子载波。在各个实施例中，为第一符号选择的 子载波可以被平均分隔开来，并且可以相对于信道中心频率或偏移的信号频率而被对称地 安排位置。图5示出了信号中心频率可如何与信道中心频率(CCF) —致，或者可如何相对于 信道中心频率(CCF)而所有偏移。在图5中，SCF A与其对应的CSF—致，SCF B和SCF C 相对于对应的CSF是偏移的。图5中的矩形示出了从可用子载波中为第一符号选择的子载 波。对于SCF A、SCFB和SCF C来说，所选子载波以相应的SCF为中心。然而，对于SCF D 的所选子载波却以CCF为中心，这与SCF形成对比。对于用于信道搜索和服务发现的第一符号，可以这样选择子载波，S卩，使得它们可 在不考虑偏移的情况下被找到。在第一符号中，可使用固定快速傅立叶变换(FFT)。可以 从可用的FFT大小(其在目前的数字视频广播系统中包括2K、4K、8K，但是还可包括最低端 的IK和最高端的16Κ)中选择固定FFT。在一个实施例中，使用最低可用的FFT。此外，第 一符号可以使用固定保护间隔(GI)，所述固定保护间隔(GI)可从用于携带数据的符号的 那些GI中进行选择。在一个实施例中，第一符号可以不具有保护间隔。用于第一符号的子载波的数目可以小于可用子载波的一半。当第一符号用于信道偏移信令时，可使用二进制相移键控(BPSK)或四相相移键 控(QPSK)来调制载波。在一个实施例中，对于不同的信道偏移值，所选导频模式可以不同， 并且可以选择导频模式和子载波调制，从而使得不同的导频模式彼此正交且彼此最大限度 地不同，以便允许在检测中的稳健性。在一个实施例中，不同的导频模式可以仅用信号通知 FFT大小，并且通过检测相对于额定中心频率的移位来发现频率偏移。对于第二(以及第三，如果存在的话)符号，可以使用全信号带宽(基本上所有的 可用载波)。在实施例中，第二(和第三)符号可以与第一符号使用相同的FFT大小和保护 间隔。在某些实施例中，并非所有的可用子载波都用于第二(和第三)符号。在一个实施 例中，第二和第三符号可以具有与导频子载波相同的子载波，并且在其它实施例中具有附 加子载波用作导频。在一个实施例中，第二符号还携带信令数据，并且还可携带用于信令数 据的前向纠错数据(FEC)。根据实施例，引入了信号的一部分(例如，初始化/同步符号(一个或多个))，其 具有已知特征，并且在不同数字视频广播操作模式下保持相同。信号的已知部分含有用于 信号的其余部分的参数；因此，在解码了已知部分之后，可以解码信号的其余部分，而不必 采用试凑法。此外，可以使用信号的已知部分来高效地检测含有数字视频广播服务的信道。
10如果从所检查的信号中没有找到固定的已知部分，那么可将该信号看作是非数字视频广播 信号或空信道，并且接收机可快速继续下一信道/频率。图6是示出了根据至少一个实施例由接收机实现的步骤的流程图。如在602所 示，为了在信道上接收信号，根据信道栅格，将接收机中的频率合成器编制到信道的额定中 心频率。如在604所示，尝试通过将接收信号与所存储的已知信号集合进行比较来确定接 收信号是否为期望类型，以及是否使用了偏移。如果发现匹配，则确定该信号是期望类型， 并且可以确定用于该信号的偏移和FFT大小。如在606所示，针对是否检测到匹配来进行 确定。如果未检测到匹配，那么遵循来自606的“否”分支，如在608所示，认为该信道含有 非数字视频广播信号，或者接收信号不是期望类型，并且处理继续下一信道。否则，如果检测到匹配，那么遵循来自606的“是”分支，如在610所示，使用所确 定的频率偏移来重新编制频率合成器。如在612所示，对下一同步符号进行解调，以便检测 用于数据符号的调制参数。最后，如在614所示，随后实现信道估计和校正以及数据解调。在频率合成器的重新编制采用相对长时间的情况下，接收机可以等待初始化/同 步符号的下一集合，并对来自该集合的调制参数进行解调。图7根据本发明一方面示出了与信号带宽和信道栅格带宽相比的导频信号带宽 的大小的示例。在实施例中，第一符号是用于粗糙的频率和定时同步的导频符号。该导频符 号的带宽小于实际的数据符号，例如，在8MHz数据符号的情况下，该导频符号可以是7MHz 宽。导频符号中心频率可与用于数据符号的频率相同，例如，在对于数据符号使用偏移的情 况下，也可以对导频符号使用偏移。在导频符号具有较小带宽的情况下，在初始同步阶段期 间，接收机的RF部分可以被编制到额定信道中心频率，并且仍然可以被设置成接收导频符 号的整个带宽。在导频符号不具有较小带宽的情况下，接收机的RF信道选择滤波器将过滤 出一部分导频符号。在实施例中，导频符号可以使用已知(固定)的FFT和保护间隔选择。此外，所使 用的导频的数目可以不同于数据符号，即，可以无效(extinguish) —部分导频，例如可使 用256个导频。可以利用已知序列来调制导频。图8根据本发明的一方面示出了用于导频符号的导频序列的稀疏导频分隔。用于 导频模式的调制序列“指纹(finger print) ”可能是接收机已知的。除了调制之外，导频符 号中的子载波还可具有不同的提升水平(boosting level)，如图8所示。图9是示出了接收机所执行的步骤的流程图，用于在频域中实现相关以便检测正 被使用的粗糙偏移。如在902所示，可以将接收机(频率合成器)的射频部分编制到信道 的额定中心频率(根据信道栅格)。如在904所示，使用预定的FFT大小来计算FFT。导频符号的宽度小于信道带宽。 因此，即使在由于偏移而对频率合成器的初始设置错误时，FFT也能够捕获导频符号。如在906所示，基于导频同步符号在频域中的偏移来检测频率偏移。如果发现频 域中的非相关性，那么该信号不是数字视频广播信号，并且信道搜索可继续下一信道。如在908所示，通过重新编制接收机的频率合成器来补偿偏移。如在910所示，对 下一同步符号进行解调，以便检测用于数据符号的调制参数。如在912所示，实现基于信道 估计符号的信道估计和校正，并且如在914所示，然后解调数据。在实施例中，接收机可以 等待在同步符号的下一集合中的同步符号，从而使得将频率合成器重新编制到信号中心频率。可以基于使用中的偏移来使用不同的导频序列(指纹)。例如，如果7个偏移是可 能的(士3/6MHz，士2/6MHz，士 l/6MHz，0)，则可以引入7个不同的导频序列。可利用若干方 法来构成导频序列，这包括但不限于伪随机序列、每秒换向(inverting every second), 提升中心载波，等等。根据实施例，接收机在时域中实现相关以便检测所使用的导频序列， 并且因此检测所使用的偏移。可以根据针对实现时域相关的一个或多个实施例来使用指 纹。但是，对于频域实施例，可以通过频域中的滑动相关器来检测偏移，即，可以使用单个指 纹。此外，举例来说，如果将不同指纹用于不同的FFT大小，那么对于频域实施例来说，可以 对像FFT大小这样的信息进行编码。然后，可以利用若干指纹来运行频域相关。在实施例 中，如果在使用若干指纹，则可以将所接收的指纹同时与若干所存储的指纹进行比较。可以 在信道带宽上步进式地在频域中平移所接收的导频序列，其中当导频序列一致时，产生高 相关性信号。图10是示出了根据实施例的步骤的流程图，用于在时域中实现服务发现相关。如 在1002所示，将接收机(频率合成器)的射频部分编制到信道的额定中心频率(根据信道 栅格)。在一个实施例中，如在1004所示，在时域中实现所接收的导频序列与已知导频序 列的相关，以便检测所使用的偏移。例如，如果使用了七个偏移，则定义七个不同的导频序 列(指纹)。每个粗糙偏移对应于特定的导频序列指纹。基于该相关，可以检测所使用的 指纹(即，所使用的偏移)。导频序列可以处在信道的额定中心频率(根据信道栅格)。在 一个实施例中，定义导频符号的集合，从而使得其中的每个导频符号对应于一频率偏移FFT 大小对，其中基于所检测到的相关性，可以检测偏移和FFT大小这二者。如在1006所示，基于所标识的导频序列指纹来检测频率偏移。如果所有的导频序 列均未示出相关性，那么该信号不是期望的数字视频广播信号，并且搜索可继续下一信道。如在1008所示，通过重新编制接收机的频率合成器来补偿偏移。如在1010所示， 对下一同步符号进行解调，以便检测用于数据符号的调制参数。如在1012所示，实现基于 信道估计符号的信道估计和校正，并且如在1014所示，随后解调数据。在一个实施例中，接 收机可以等待同步符号的下一集合，从而重新编制频率合成器。在发现了偏移并重新编制了频率合成器之后，第二符号(即，在导频符号之后的 符号)可以使用固定的FFT和保护间隔选择，但是将使用全信号带宽。然后，第二符号可以 含有与用于后续数据符号的调制参数有关的特定信息。在另一实施例中，第二符号可以使 用在第一符号中用信号通知的FFT。可以在数据符号之前插入任选的第三符号，以便促进信道估计。图11示出了根据本发明一方面的导频/信令符号序列的示例。可以在传输中足够 频繁地(例如每50ms)重复导频符号1102以及信令符号1104和1106，以便按所期望的那 么快地实现信号检测和同步。第一导频符号1102用于粗糙的频率和时间同步，并且此外， 其还可以携带与用于随后的符号的FFT大小有关的信息。对于第一符号来说，FFT、保护间 隔和调制是固定的。在一个实施例中，第二符号1104包括与第一符号相同的导频子载波， 但是可附加地具有被用作导频子载波的更多子载波。第二信令符号还携带包括FFT大小、 保护间隔和调制参数的信令数据。第三信令符号还包括用于信道估计和精密定时的更多导频。因为所重复的信令符号携带了关于所选参数的信息，所以可以频繁地改变用于数 据符号的调制参数(如星座图，QPSK与16QAM与64QAM)。图12是根据本发明的至少一方面示出了由发射机实现的方法的步骤的流程图。 如在1202所示，构成包括导频符号的符号序列，所述导频符号被配置以便将粗糙的频率和 定时同步信息作为第一符号来传达，在所述第一符号之后是下一信令符号，所述下一信令 符号被配置以便将调制参数作为第二符号来传达，在所述第二符号之后是多个数据符号。 在一个实施例中，在第二信令符号之后可以是第三信令符号。然后，如在2004所示，在广播 信道上利用可以比数据信号带宽更窄的导频信号带宽来传送符号序列，所述数据信号带宽 可以进一步比广播信道的信道栅格带宽更窄。图13和图14通过示例示出了 PI、P2和DATA符号(即OFDM符号)之间的关系。 从图13和图14可以看出如何针对P2和数据符号的持续时间来划分数据。数据分组可紧 邻地位于最后的P2-n分组之后，并且都被携带在“DATA符号”内。图15示出了根据本发明至少一个方面的示例性帧和时隙结构。在图15中，帧 1502可以包括一个或多个时隙1504。例如，帧1502包括时隙11506至时隙41512。每个时 隙1506-1512可包括若干0FDM(正交频分多路复用)符号，典型地从几个符号到几十个符 号。向这些时隙分配服务，从而使得一个或多个时隙用于服务。例如，时隙11506可包括多 个OFDM符号1514至1524。此外，每个OFDM符号可包括多个OFDM信元。例如，OFDM符号 1514 包括 OFDM 信元 1526 至 1534。实施例涉及在数字视频广播-地面下一代(DVB-T2)系统中的初始服务发现。 DVB-T2系统可以包括前导，其用于对可用的T2信号的有效标识。前导不应当消耗太多容 量，但是应当兼容于不同的快速傅立叶变换(FFT)大小(2k，4k，8k，16k和32k)。使开销最小 化导致针对每个FFT大小使用2k符号(Pl)，并且通过按不同的伪随机二进制序列(PRBS) 来调制载波，从而用信号通知这个符号内的实际FFT大小。为了找出随后的符号的FFT大 小，接收机检测调制PRBS。该PRBS还指示整数频移(DVB-T2信号相比于额定中心频率可 具有+/-l/6，+/-2/6，+/-3/6MHz的移位)。概括起见，在初始扫描中使用Pl符号以便(1) 检测T2信号的存在；(2)估计频率偏移；以及(3)检测所使用的FFT大小。在初始扫描之后，因为由Pl携带的参数(即FFT大小和频率偏移)保持恒定，所 以在正常数据接收或切换期间可以不使用Pl符号。对于切换，这些参数在射频(RF)信道 之间是相同的，或者在切换之前用信号传送这些参数(例如，在根据ETSI EN 300468数字 视频广播(DVB)的节目特定信息/服务信息(PSI/SI)中；DVB系统中用于服务信息(Si)的 规范)。然而，在正常数据接收期间，Pl可用于例如检测帧开始，或者改进同步和信道估计 算法。P2符号(一个或多个)是位于Pl之后的信令和信道估计符号(一个或多个)。对于Pl的检测(以及因而对DVB-T2信号的检测)基于保护间隔相关(GIC)。在 GIC中，将保护间隔与符号的尾端进行相关。GIC中的峰值指示潜在的DVB-T2信号，这可以 根据P2符号来进行检验。第一问题在于保护间隔应当长，以便提供稳健的检测(即，长保 护间隔提供更高的信噪比)。然而，较长的保护间隔(并且因而较长的Pl)降低了数据容 量。由于Pl是待接收的第一符号，因此通常并没有关于信道条件的先验知识。因此，Pl符号应当包括用于克服信道失真的特定手段。实际上，这将意味着使用例如额外的导频 载波用于信道估计或子载波之间的差分调制。由于较低的FFT大小，Pl符号的载波间隔可能并没有随后的数据符号中那样密集 (例如，2k用于P1，而32k用于数据)。为了 Pl中成功的PRBS检测，信道的相干带宽应当 小于2k符号的子载波间隔。然而，网络可能被设计用于32k模式，并且长单频网络(SFN) 延迟可能产生高得多的频率选择性。在载波索引k处的复数值的接收信号可被表示为rk = hksk+nk，其中sk是所传送的 数据符号(例如使用四相相移键控(QPSK) )，hk是在载波索引k处的信道响应，并且nk是噪声项。在相干解调中，首先使用导频来估计hk，然后例如通过将rk除以所估计的hk来均 衡信道效应。如果我们考虑DVB-T2和Pl符号，则不存在任何导频来估计hk。因此，通常使用 非相干解调，而不进行信道估计。这可以通过使用差分调制(例如差分二进制相移键控 (DBPSK))来实现，其中，将信息编码成两个相邻载波之间的相差。这两个相邻载波可被表 示为rk = hksk+nk和rk+1 = hk+lSk+1+nk+1。可以根据这两个接收载波之间的相差rk+1-rk = hk+1sk+1-hksk+n来对所传送的符号进行解码。图16示出了在一个导频(Pl)OFDM符号内的相干带宽和差分调制。假设信道响应 hk和hk+1的相位近似相同，如图16的上部分示图所示。然而，在高度频率选择性信道(例 如图16的下部分示图)中，在相邻信道响应之间的相关性相对低。这使得使用载波之间的 差分调制是不可行的。相干带宽(S卩，在具有高度相关性的信道响应情况下的带宽)可以通过1Wwh —
来近似，其中Td是信道的延迟扩展。信道的相干带宽应当低于载波间隔，以便使用载波之 间的DBPSK。Pl的FFT大小是2k，并且8MHz信道中的载波间隔是4. 46kHz。从这些载波中 使用每个第3或第9载波。因此，实际载波间隔甚至可以是40. IkHz0另一方面，在大型SFN 网络中的延迟扩展可以是448 μ s (具有1/4保护间隔的16k模式)，得到2. 2kHz的相干带
觅ο根据本发明的一方面，使用两个Pl符号，例如在GI = 1/1情况下的Ik符号。在 GIC中分开使用这两个符号。当GI = 1/1时，可在GIC中利用整个符号持续时间。根据本发明的一方面，在两个Pl符号之间应用差分调制，如图17所示。因为现在 按逐子载波的方式进行差分调制，所以对相干带宽没有要求。(可选地，第一Pi符号可以用 于信道估计，这将允许对第二 Pl符号的相干解调。)两个Pl符号的时间间隔相对短，从而使得信道从第一符号到第二符号并不改变。 因此，根据一个或多个实施例，可以在具有相同载波号的载波之间在时域中进行差分调制。实施例还支持移动接收。根据实施例，信道的相干时间长于两个Pl符号的持续时
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间。这使得rk(l)和之间的相关性高。信道的相干时间可以通过^Oh ^Γ来近似，其 中Fd是信道的多普勒扩展，并且其可通过Fd =!Fe给出，其中V是接收机的速度，C是光速(3*10~8m/s)，而 F。是载波频率。如果 ν = 120km/h 且 F。= 666MHz，那么 Fd = 74Hz 且 τ coh =13. 5ms，这显著长于Pl符号的持续时间(例如280 μ s)。根据一个或多个实施例，可以改进Pl的符号同步。Pl符号可以具有1/1保护间 隔，这将改进符号同步，并且就开销而言使得保护间隔相关长度最大化。Pi符号可以使用 Ik FFT，相比于两个2k符号，这将减少开销。保护间隔相关(GIC)是在正交频分多路复用(OFDM)符号中用于同步的基本方法。 由于GI是实际OFDM符号的最后部分的循环副本，因此接收机能够通过检测该相关性来找 到OFDM符号的开始。实际上，接收机连续地对接收信号的两个块进行相关，通过N个采样 来分离这两个块(N是FFT大小，也是数据采样数)。在正确的位置处检测到相关峰值。图18示出了具有1/1保护间隔的两个Ik符号以及符号之间的差分调制。可以看 出，1/1保护间隔意味着GI和数据部分具有相同的长度，并且采样也是相等的。等同地，1/1 符号可被认为具有两个相等的符号而没有保护间隔。因为差分调制，连续的符号(Pl和ΡΓ )是不同的，这意味着正常的GIC应当被应 用于每个Pl符号内。然而，相比于2k 1/4GI符号(1/4*2048 = 512)，相关长度翻倍，并且 可以组合来自这两个符号的相关，用于进一步的改进。由于保护间隔相关现在不匹配于数 据模式(2k，4k等)，因此Ik 1/1GI符号也是所期望的。另一实施例加速了初始扫描。期望快速检测非T2信号，从而使得接收机可调谐 至下一频率。这可以通过经由以下操作检测Pi符号中的零载波来实现(1)针对属于子集 ^pr31ri和1^+1的载波，计算接收能量的三个总和(参见图19，其示出了根据一个或多个实 施例从Pl计算接收能量的总和)，其中r是Pl符号(一个或多个)的第k个载波，并且k =1,2,3...；以及(2)通过比较这三个子集上的接收能量，检测T2信号的存在；以及(3) 设置能量门限(例如，在最强以下5dB)；以及(4)如果仅一个总和超过门限，则检测到可能 的T2信号。图20示出了根据一个或多个实施例的发射机。根据参考序列对第一 Pl进行BPSK 调制，并且如下调制第二 Pl 如果PRBSk = 0 — bk,2 = bka ；如果PRBSk= 1 — bk,2 =-bu (或 者反之亦然)，其中PRBSk是PRBS的第k个元素，并且bk, m是在第m个Pl符号处在第k个 载波上传送的符号。接下来，在快速傅立叶反变换(IFFT)和保护间隔插入之前，发射机对 原始参考序列和经延迟的差分调制序列进行组合。N指的是FFT大小。图21示出了根据一个或多个实施例的接收机。接收机实现结合图20在上文所述 的发射机操作的反向操作。即，接收机从Pi符号(第一和第二导频符号)中去除保护间隔， 在Pl符号上进行快速傅立叶变换，并且随后对Pi符号进行差分解调，以获得所传送的伪随 机二进制序列的估计。接收机不必知道参考序列。图22是根据一个或多个实施例示出了可由接收机实现的步骤的流程图。在初始 扫描中，接收机可被调谐至信道的额定中心频率，并且其可以开始寻找Pl符号。然后，可以 在所选信道(和带宽)处重复以下过程-但不一定都具有频率偏移，这是因为可以在额定 中心频率处检测Pl符号，而与所使用的偏移无关。在带宽和额定中心频率选择之后的第一任务是找到T2信号的存在。可以通过例 如保护间隔相关来找到Pl符号，这不受频率偏移的影响。由于2k符号的缺少意味着非T2 信号，因此使用保护间隔相关还有助于T2信号检测。
保护间隔相关针对的是信道的延迟扩展处在保护间隔内的情形，这可能并不是在 大规模SFN中具有Pl符号(例如具有32k模式)的情况。在这种情况下，比保护间隔更长 的延迟(特别是作为可用符号持续时间几倍的延迟)产生了错误相关。然而，应当注意，因为接收机无论如何应当能够同步于正确路径，所以在强SFN回 波存在时的符号定时不仅是特定于Pl的问题。不同的地方在于P1相关由于更短的GIC窗 口而具有更大的噪声级。根据保护间隔相关获得粗糙的时间和部分频率同步。这些是用于Pl符号本身的 粗糙估计，并且可以使用随后的符号来对它们进行改善。假设，这些估计足够精确以检测五 个PRBS模式之一，从而找到FFT大小。对于快速初始扫描，应当相对快速地丢弃不含T2信号的信道。根据实施例的前导 结构支持步进式检测，其中，可相对快速地丢弃非T2信道，并且可通过读取Ll静态信令来 确认对T2信号的检测。可以通过保护间隔相关来进行第一消除。Pl信号可以在每帧(大约200ms)重复， 并且其在SNR需求方面相当稳健，因此，测试两个连续的Pl位置可能足够可靠以检测T2信 号。这可以每RF信道占用大约500ms。然后，接收机可以判定是否已经找到可能的Pl符 号。如果在39个UHF信道上并且甚至在3个信道带宽的情况下实现了该操作，则用于该扫 描的总时间大约为58秒。要注意，由于信道栅格不同，因此在相同时间尝试扫描不同带宽 实际上并没有帮助。一旦找到了可能的Pl符号，接收机便可以实现粗糙同步和FFT。接下来，接收机可 以使用稀疏载波栅格在T2信号与其它2k信号之间进行区分。因而，最有可能从首先接收 的Pl符号中检测到非T2信号。对频率偏移的检测是基于找到移位的导频模式。可以通过以下方式来分开对频率 偏移和FFT大小的检测首先，使用在所假设的导频载波处的功率来找到正确的偏移，并且 随后计算对于五个PRBS的相关性。另一方面，在找到频率偏移时，可能已经使用了 PRBS。 稀疏载波栅格降低了搜索算法的复杂度。在检测到频率偏移之后，可调谐接收机来接收数据符号。另一任务是找出所使用 的保护间隔，以便解码P2符号。由于Pl符号没有携带GI的任何信令信息，因此，接收机可 通过在该帧期间使用正常的OFDM符号来对此进行检测。无法解码在紧邻所检测到的Pl之 后的P2符号。但是，由于可以使用整个200ms帧持续时间，因此存在足够的时间来检测在 下一帧之前的GI。这给信号获取时间增加了另外200ms，但是这很可能在FOUND(找到)T2 信号的情况下发生，而不是在每个所测试的信道的情况下发生。由于并行多路复用的最大 数目典型地在7到8的阶次，因此给扫描序列增加的总时间小于2s。在帧持续时间可配置的情况下，可以通过识别下一 Pl符号来获得帧同步。然后， 确认在P2符号中从Ll静态信令检测到的参数。在一个实施例中，第一 Pl用于信道估计，然后用于均衡第二 Pl。这重用了各个实 施例的基础思想，但是实现不同。N指的是FFT大小。根据DVB-T2标准，给出Pl和P2符号，作为信令的初始扫描和传输的解决方案。根 据实施例，在高度频率选择性信道中，两个Pl符号之间的差分调制可具有优势。如上所述，在初始扫描中使用Pl符号以便⑴检测T2信号的存在；(2)估计频率偏移；以及(3)检测所使用的FFT大小。估计频率偏移(以及在某种程度上检测T2信号的 存在)的可能方法是使用频域“梳子(comb)”，S卩，使用OFDM符号中的可用子载波的子集。 假设存在总共L个可用子载波(=在扣除保护带情况下的FFT大小)。此外，假设针对这种 导频/同步使用，每个第三子载波是可用的，因此将存在用于同步信号的厂=L^3J+ Hv 活动子载波。在数学上，可以利用比特序列P(O)，P(I)，K，P(L' -1)来表示所述梳子。这 里，比特P(k)说明，子载波号loWeSt+3*k是否含有二进制相移键控(BPSK)信号“0”指示 不含任何功率的子载波，并且“1”指示含有BPSK调制信号的子载波。该思想在于当操作 者使用信道频率偏移时，相应地移位梳子。因而，在实现了定时同步和部分频率同步之后， 接收机可执行FFT，并且搜索整数频率偏移。这里，接收机可以使用在假定的导频载波(即， 所述梳子)处的接收功率，并找到频率偏移，而无需解调伪随机二进制序列。然后，通过与 被移位的梳子和所测量的子载波信号功率的相对良好匹配的存在，检测正确的整数频率偏 移(=子载波间隔的整数倍)。然后，通过对5个BPSK模式Sm(0)，Sm(l)，K，Sm(L' -1)(其 中m = 1，2，3，4或5)的选择来指示(例如从5个选项中选择的)FFT大小。频率偏移(在对其分数部分进行调整之后)实际上是向下标增加恒定偏移η。然
后，求和5(…=+ 计算了在梳子及其移位版本之间的冲突数，并且S(O)=
A=O
N等于梳子中的子载波的数目N。为了起到作用的整数频率偏移的检测，相比于正确的匹配 N，冲突计数S(η)，η兴0应当要小。理想地，Pl信号的结构应当是这样的，即其同样支持其它检测方法，从而向硬件设 计者提供选项自由度。针对与检测Pi信号的存在有关的问题的另一方法是基于时域相关。
为了同样支持该备选方法，实际信号j[f + (η + 3Α:)Δ/]0应当具有
k=Q
良好的互相关特性-不仅对于m个不同值，而且对于(m，η)对的不同值，即，对于(FFT大 小，频率偏移)组合的不同值。信号集合所需的其它特性是合理的时域自相关特性和合理的峰值平均功率比 (PAPR)特性。理想地，还应当可能在不借助于大查询表的情况下快速和高效地重新生成梳 子和BPSK序列。实施例针对的是1)限于每个第三子载波的梳子；以及2)这样的梳子，即该梳子 含有大约一半的其余子载波，从而使得活动子载波的数目N应当大约是L/6。在这些适当的 假设下，长度为Γ = |_丄/3」+ 1的较短梳子模式/序列是感兴趣的。根据实施例，可以使用适当长度的二进制m序列来生成梳子，并使用相同m序列的 所选循环移位(现在被解译为与0/1形成对比的+1/-1)来生成5个BPSK模式。指定了六个比特模式，每个比特模式包括!·个比特，并非全为零，随后其称为种 子。然后，通过应用由级数为r的本原多项式所确定的递推公式，将这些种子扩展成长度 为Z-I的序列。要注意，应用相同的递推公式来形成6个序列中的每个序列。挑选序列之 一来确定梳子，并且其它5个通过将“0”重新解译成+1以及将“1”重新解译成-1来确定 BPSK模式。理想地，那么L' =2〔1。还可以使用不同的应用情况以及用于构成梳子的备 选方法。
在DVB-T2的具体使用情况下，L =1531个子载波，因此L' = 511 = 29_l，r = 9，并 且可以使用本原反馈多项式l+x4+x9。这些种子的示例性集合包括用于梳子的100000000， 以及用于 5 个 BPSK 模式的 000110101，110001100，101111101，101101111，111100111 (全 被解译为+/-Is)。通过重复应用递推公式P (k) = P(k-4)+P(k-9) (mod 2)以及Sm(k)= Sm(k-4)*Sm(k-9)(其中 k = 9，10，...，510)，将这些扩展成序列 P 和 Sm，其中 m= 1,2,3,4 和5。在选择种子时的设计准则在于当所得到的序列是彼此的循环移位时，所采用的 从一个序列到另一个序列的移位量应当要相对大。类似地，可以这样设计种子，即，其中一 个种子不能够按照短(例如小于45个位置)的循环移位根据梳子序列和另一序列的逐比 特XOR(异或)来产生。如果可用载波L’的数目不具有2〔1的形式，但是仍然相对地接近于这样的数，那 么可以通过从m序列的尾端截断小的区段来缩短梳子和序列，或者，可以通过在相对短的 时间循环地重复模式来扩展该模式。在以上示例中，可以通过循环地将梳子模式以及BPSK 序列移位一个位置，将子载波的数目从1531减少到1507。为此，可以通过应用一次递推关 系，将9比特种子扩展成10比特。此后，可省去第一比特，从而产生9比特种子。因而，代 替以上建议，可以使用用于梳子的种子000000001，以及用于BPSK序列的种子001101010， 100011000，011111010，011011110，111001111。然后，梳子将开始于8个零，即24个空子载 波，并且将Pl信号缩窄到1507个连续载波。观察到可用带宽所扮演的角色并不十分重要， 因为在较窄的频带(例如5MHz)应用中，子载波之间的间隔也较窄，并且仍然存在空间用于 大致上相同数目的子载波。生成频域梳子的备选方法是使用本领域已知的二次剩余序列(=QR序列)。所 得到的梳子共享在移位版本与基于m序列的梳子之间的冲突统计。该备选方法具有以下优 点QR序列的长度是以4为模结果等于3的质数ρ。因而，当使用QR序列时，可用长度的集 合更加灵活。这里，还可使用相同序列的循环移位版本来构成BPSK序列。然而，在运行中 生成相对长的QR序列在计算上更加费力，并且在实践中可能必须使用相对大的查询表。根据至少一个实施例，所提议的5个Pl信号是
示频率偏移的整数部分。将其计数为子载波间隔的倍数，从而在所提议的使用情况下，η = 士37，士75，士 112对应于士 1/6，士 1/3，士 1/2ΜΗζ的频率偏移(要注意，较早地处理子载波 间隔的分数，而不管它们是这里的舍入误差的结果还是接收机与发射机之间的时钟差的结 果)。但是实际上，所提供的构造允许η的任意整数值，直到134。这里，P和Sm (其中m = 1，2，3，4和5)是上述长度为511的序列。这些信号占用了在1531个连续子载波范围内的 256个子载波。对于同样起作用的种子，存在各种其它的选项。例如，在不改变相关特性的情况 下，可以循环地将6个m序列中的每个m序列移位相同的量。当频率偏移的整数部分η小 于3*45 = 135时，种子的示例值工作良好。在该范围内，在序列的偏移版本之间保持低的 互相关性。计算机搜索揭示了具有同样良好性能的其它种子集合。并未完全排除低相关性 的甚至略微更宽范围的可能性，但是已知的是，如果η可以像3*51 = 153这样大，则利用该方法将无法获得低相关性范围，而不管如何仔细地选择种子。按照3的倍数的间隔允许相对快速地检测频率偏移的整数部分，因为在真实的梳 子和所测试的版本之间不存在冲突，除非所测试的和实际的整数偏移之间的差是3的倍 数。如果满足该条件，那么冲突的数目是256，此时我们具有正确的偏移，并且冲突的数目在 范围119... 128内，否则，即接近于128的最优伪随机中间点。对于具有类似结构(=限于 每个第三子载波)和密度(=总体来看，平均而言6个子载波中有一个是“活动的”)的随 机生成的梳子，冲突的数目的期望范围(相对于期望值具有+/_2标准偏离)从104到144， 所以，对m序列的使用通过在更窄范围内带来变化而对此有所改进。m序列的基础代数结构帮助确保以该方式产生的几乎所有序列都具有合理良好的 PAI^R特性(例外的情况是对于序列之一以及梳子使用了相同的种子)和合理良好的时域 自相关性。对种子的仔细挑选进一步帮助确保在各个序列的偏移版本之间良好的互相关特 性。事实上，非平凡(non-trivial)相关非常接近于零，这与达到32的+/-2SD级别的随机 波动形成对比。图23是根据一个或多个实施例在导频序列及其频率偏移版本之间的自/互相关 的示图。图24是图23的示图的放大版本，其示出了频率偏移的低互相关范围。图25是根据至少一个实施例示出了第一 Pl信号的包络幅度的示图(在666MHz 的中心频率以及4464Hz的载波间隔情况下计算的单个符号，在25MHz采样以产生这些图)。 选择使得均方幅度等于一的标度。图26是图25的示图的放大版本。图25和图26—起示出了该集合的合理PAPR 特性。在随后的BPSK和Pl序列的讨论中，F = GF(512)将指示具有512个元素的有限 域，并且g将是满足等式l+g5+g9 = OWF的本原元素，因此，当指数i取得值i = 0，1，...， 510时，幂f经过F的非零元素。我们还注意到，那么g—1将是早先的反馈等式l+x4+x9 = 0 的根。令tr:F —GF(2)是迹函数。得到先前0/1值的m序列以及所有其循环移位为序列 ma(i) = tHagH)，其中 i = 1，2，K，511 并且 α 乒 0。我们写成 e(x) = (_l)tr(x)和 ω = e2”/511。因而，我们可以选择元素a e F和β J e F，j = 1，2，3，4，5，从而得到零和一的梳 子为 P ⑴=tr(agH) = (1-e (a gH))/2，并且得到 BPSK 序列为 Sj ⑴=e ( β ^-1)。因 而，由公式= (l-ehgDe^jgH)/^ 给出 Pl 序列。我们具有恒等式e(x 士 y) = e (χ) · e (y)以及求和
下称为等式(1)或求和式(1))(其中，无论何时Y都为非零)，以及所谓的高斯求和
(以下称为等式(2)或求和式(2))，其在Y和k都为非零时具有复 /=0
数绝对值Λ/^ ，并且在Y和k中有一个为零但不是都为零时小于该值。在此，我们记录所提议的梳子对应于选项a = 1。让我们考虑在模式P(k) = (11(0#))/2及其移位版本？&+11)之间的冲突的数 目，其中η指示移位量(至多Ll 12/3」=37)。如果我们在511的周期下循环地继续该梳子 的模式，那么可以计算冲突的数目。标记变量X = gk，并采用通常的约定广是域F中的非零元素的集合。然后，“冲突以511为模”的数目是(因此，k+n通过以511为模来计算) 这里，第一总和为511。因为t<511，所以系数α，dgn，α (l+gn)是非零的，并且 等式(1)告诉我们其余的总和都等于-1(针对求和式中缺少e(o) = 1项的事实而调整)。 总之，我们得到被移位的梳子具有512/4= 128个冲突(在循环扩展梳子的情况下)。当我 们考虑由于求和k+n溢出> 511而导致的尾端效应时，我们看到关于冲突数目的预期下降。 在η = 1，2，3，4，6，7，8处，存在128个冲突，并且该数目随着η的增加而近似线性地下降。 当η达到最大值37时，冲突数目为125。在偏移η = 36的情况下，达到最小值119个冲突。 因此，在该梳子的情况下，两个偏移梳子之间的冲突数目将接近于128的理想中间点。我们可以计算两个Pl序列的互相关为(在f域中，根据Parseval定理，不管是在
频域中还是在时域中进行都没有关系) 假设β Γ β j,为非零(换句话说，两个序列不同)并且α + β」-β」，为非零(换句 话说，两个序列并非逐比特互补)，那么求和式(1)告诉我们该互相关等于零。对此的实际 测试为对于要正交的该类型的两个序列，它们的初始区段互不相同，并且它们的初始区段 的逐比特XOR与梳子P的初始区段不同。如在对于冲突数目的计算中，我们首先在f域中循环地扩展序列，计算在这样的 信号扩展对之间的互相关性，并且或多或少地忽略短“尾”(其是少数伪随机项的总和，并且 不会有太大作用)。因此，在Pi信号与另一Pi信号(相对于前者偏移t个位置)之间的 (f域)互相关为 (以下称为等式⑶)。观察到，这里索引j和j’可以相等，即，我们还对在序列及其偏移版本之间的相关 性感兴趣。根据等式(1)，我们看到该主项为零，除非在方括号中的系数之一为零。当η在 零附近的范围内取值时，我们剩下的目标是按照以下方式选择系数βρΚ，β5:系数本身的 以g为基数的离散对数，以及求和α+βρΚ，α+β 5的以g为基数的离散对数，彼此间尽可 能的远(循环地以511为模)。由于这里总共存在10个域元素，因此，在离散对数间的最小 分隔不能够大于|_511/10」=51。在采样结构的选项α =l = g°的情况下，小启发式搜索给 出了上述讨论中使用的集合= ^1 = g33，α+β1 = g181，β 2 = g135，α+β2 = g499，β 3 = g245， α + β 3 = g398，β 4 = g349，α+β4 = g85，β 5 = g445，α+β5 = g296。这里，离散对数形成列表 {33，135，245，349，445，181，499，398，85，296}_ 最初五个离散对数指定了元素 β 1； K，β 5， 而最后五个列出了元素α+β K，α+β5的离散对数。这里，45的最小循环分隔在499和33之间，如33-499+511 = 45。也具有45的最小循环分隔的离散对数的另一序列是{33， 135，233，339，447，181，499，388，286，80}。未知的是是否存在导致甚至更大循环分隔的选 项。由于3*45 = 135 (子载波分隔)大于112，因此这满足了我们的目的。这些数目说明了图23中的间隙。在任一方向上直到44的偏移并不存在匹配，所 以图28中近零区域的宽度为2*44+1 = 89个载波。我们注意到，分隔45对应于在等式(3) 中具有减号的项。与具有加号的项相对应的最小循环分隔为96，并且这发生在(445，349) 对和(181，85)对之间。这说明了最靠近的旁瓣为何都是负的，而且还说明了在χ轴上方的 2*96+1 = 193个载波的较宽间隙。
510这里，我们示出了边界S(Arj) = Ze(W)6^如何意味着所提议的信号的自相关
i=Q
性至少对于特定的离散集合时间位移来说保持在低水平。所提议的Pi信号的时域版本为
piy(0 = K^Ph(k)e2"(f+kAf)t，其中为了方便，我们可以将频率偏移包括到f中，并且 k
令Δ f成为Pl信号的两个可能载波之间的间隔(=2k OFDM符号的子载波间隔的3倍)。 假设我们具有小于保护间隔的时间误差At。那么时域相关器看出
{Pljit^Pljit + At)) = K2 J Σ Σ ph (k)ph (k')e2K
period 众 (以下称为等式⑷)。这里，系数K和K’用于归一化，并且含有功率提升以及来自DFT和积分的常数。该 项的绝对值因而仅取决于求和(在于标度)。假设At具有这样的量级对于某些整数n， 乘积AfAt = η/511。也就是说，时间误差是子载波的公共周期的1/511的整数倍。因此 我们可以写成e2 Uf ‘μ) = ω14。考虑到Plj(k+1) = (l_e( Cigk))/2仅取决于梳子的模 式(并且根本不取决于BPSK调制)的事实，我们看到，在时间误差的这些值处，互相关等于 然后，等式(1)和(2)中的求和告诉我们(忘记乘数K”-其绝对值独立于η)该 求和在n = 0时(即，在不存在任何定时误差时)具有值256，并且在其它情况下具有绝对 值λ/^ΤΙ 22.6。总的来说利用我们的信号，存在着时间误差的相对密集的离散集合，这 将导致自相关值大约在同步值以下10dB。虽然这并非决定性的，但是这高度地说明了我们 所提议的信号的自相关特性是相对好的。同样，求和式⑴和⑵是我们估计的中心。当我们比较两个不同的Pl信号Plj 和Plj,时，此时通往以上等式(4)和(5)的计算将得到 回想到我们有这样的假设β」-β」，Φ α。如果这里η = 0，那么该求和通过等 式(1)评估为0，否则我们在这里具有两个高斯求和，因此通过三角不等式，我们可以估计
。换句话说，在时间误差的该离散集合处，互
相关性至少是在256*Κ”的完美匹配以下7db。同样，求和式(2)允许我们在采样时刻At = n/(511 Δ f)(对于所有而言η = 0， 1，. . .，510)给出包络功率的相对精确的估计。我们得到 由于α Φ β」，因此我们在η = 0处得到零，并且通过关于高斯求和的等式⑵的 结果，按照绝对值符号的求和的上界为2VJII。因而，总的来说采样的包络功率最多为1。 这里，总信号能量为256，所以平均功率为·7256/2048 = l/V8。因而，以这样的(Nyquist) 采样速率，最大值与平均包络功率比最多为。存在一般的界限，其告诉我们在最坏的情 况下，连续峰值平均包络功率比最多会是(21η(511) +1.132+ 4/51(实际上很有可 能好得相当多)。如上所述，根据各个实施例，可以通过使用特定的同步信号或特别设计的符号来 实现OFDM信号的相对快速的识别和同步。例如，在使用相对稀疏分配的载波(例如，每个第 三位置被允许，如上所述)的特定结构的情况下，Pl符号可以被定义为预定的例如2k OFDM符号。该方法的潜在问题在于在特定的多径条件下，同步符号的能量可以被显著降低， 特别是在所选择的活动载波上。例如，如果存在具有OdB强度的两径信道，并且在OFDM符 号长度(无保护间隔情况下的有用部分)的1/3的延迟的情况下，那么每个第三载波会被 显著地删除。在特有的不合宜的相移情况下，这些删除可能发生在所选择的活动载波位置 上。删除将是部分的，但是仍然会是潜在有害的。另一潜在的问题是连续波干扰。同样，这对上述方法来说也将是难以处理的。过去已经使用了用于同步符号的其它方法，例如，具有已知波形(如正弦曲线)的 较长序列或伪随机码。这样的方法的主要缺点在于它们通常使用相当长的时间周期，因此 相对低效。数据容量被降低。此外，在移动信道中，短训练/同步周期是有益的。那么，在 同步符号期间，信道可以保持大致恒定，这增加了同步检测性能。实施例使用在频域中定义良好的相当短的符号(如在DVB情况下的2k或Ik符 号)，包括了在伪随机位置中稀疏分布的载波，且具有相对稳健的调制(如二进制相移键控 (BPSK)或四相相移键控(QPSK))。此外，实施例可以使用两个连续的短OFDM符号，它们都 携带稀疏的活动(“导频”)载波，且第二符号使得活动载波位置在频率上移位预定的量。 出于实现的原因，在一个实施例中，该移位可以是OFDM符号的一个载波间隔。实施例采用 了以下事实的优点只有从规则结构(每个第二、每个第三，等等)中取得的载波位置是被 允许的。活动载波被(伪)随机地分布在那些位置上。这导致了在时域中的规则结构(已 知的快速傅立叶变换(FFT)采样特性)如果每个第η载波位置被允许，则这些位置可以具 有或者可以不具有活动载波(其它载波为零)，那么在时域中，OFDM符号将具有η个相同的 连续部分。图27示出了根据实施例的2k符号(Pl)符号的示例，其具有长度Tu224 μ s，并且具有长度为Tg的保护间隔(其是有用符号长度Tu的1/4)。图27中未示出的Ts指的是OFDM 符号长度=Tu+Tg。从每个第三栅格取得载波位置，导致在有用信号部分中具有3的周期 性。图27中所示的周期性可用于高效地和可靠地检测信号。接收机可以采用在循环 一与二之间的相关性，以便检测信号存在。要注意，在携带OFDM符号的正常数据中，这些相 关性会是小的-接近于零。可以通过取得多个同时的相关性(例如，另外取得在循环一与 循环三之间的相关性)来增加检测稳健性。为了附加的可靠性，还可以增加在循环2与循 环3之间的相关性。早先的解决方案倾向于依赖保护间隔相关(GIC)，因为在保护间隔(循环前缀)中 的数据与有用符号的尾端(在以上示例中是循环3的尾端)的数据相同。但是，根据实施 例，更多的信号能量在相关中是可用的，并且在对干扰和噪声给出了容限的信号的各个部 分上，可以使用若干个同时的相关。此外，还可以实现在保护间隔与η个部分中的任何一个 部分之间的相关。在另一方面，可以在同步符号中包括对信息的特定携带。一种可能是在OFDM符号 中使用已知的BPSK(或QPSK)序列。所述序列可以是含有几个序列的序列集合中的一个序 列。对于第一和第二脉冲，这些序列可以是相同的或是不同的。在接收机中将这些序列与 已知序列进行相关，以便确定所发送的是哪一个序列，并且因此可以携带若干比特的信息。 例如，如果BPSK可能的序列组合的数目为8，那么可以携带3个比特。修改在于可以将符号1中的序列用作参考。所以，在第一导频符号(Pla)中的序 列对于接收机来说是提前知道的。那么，第二导频符号可以具有(比如说)m个可能的序列。 将符号Pla中的序列用作对符号Plb的大致信道估计。接收机基于其从第一符号得到的相 位信息来判定在Plb中所发送的是哪个序列。同样，传送ld(m) ( BP, Iog2(m))个比特。进一步的修改在于可以使用差分调制来对序列Plb中的信息进行编码，从而通 过与Pla中的序列中的对应载波位置上的相位值相比的相位差来给出序列Plb中的编码 值。典型地，在差分二进制相移键控(DBPSK)中，该相位差为O或180度。也可以使用差分 四相相移键控(DQPSK)。根据实施例，接收机可以利用从稀疏子采样得到的周期性。接收机可以在所接收 到的脉冲的若干(例如两个或更多个)子部分中进行频率平移，如在下文较为详细讨论的。根据实施例，发射机可以在发射信号中包括同步信号。一个有益的实现形式是同 步信号具有使用固定大小的FFT(例如在DVB-T2/H2中为Ik)的确定形式。携带了在同步 符号(也可能存在某些其它的同步信号)之后的OFDM符号的数据可以采用不同的形式，其 具有不同的FFT大小、符号长度、保护间隔(GI)、调制等。稍后将描述同步符号的这一优选 结构。其次，接收机可以按照各种方式来使用同步符号的特性。还将描述一些新式的接收 机算法。同步符号Pl的稳健性可通过将其分成两个部分Pla和Plb来增加，其中，这两个 部分是具有相对小的保护间隔(GI)(如1/16)或者甚至没有任何GI的Ik FFT符号。短的 保护间隔是足够的，因为在任意情况下，检测都必须基于Pl的稳健性，并且我们无法用足 够长的GI来避免符号间干扰(ISI)。但是，Pl中的载波提升对此进行了抵消。提升源自 于以下事实使用了仅相对少数目的活动载波。在一个实施例中，适当的值可以是平均来说，使用每个第6载波。对于Ik FFT，这将意味着在128个伪随机定位的活动载波的阶次 上。可以从允许每个第η载波位置的栅格中取得这些活动载波，其中η是相对小的数(例 如2，3，4，5等)。其余的载波可以具有零值。图28根据实施例示出了具有两个连续OFDM符号(Pla和Plb)的同步符号Ρ1，其 中所述两个连续OFDM符号(Pla和Plb)具有相同的FFT大小。在图28中，活动载波位置 通过宽实线绘出。如图28所示，相对于Pla中的活动载波位置，将Plb中的活动载波位置 在频率上进行移位。图28中的窄实水平线代表FFT符号的被允许的载波位置，并且虚水平 线代表被禁止的载波位置。将第二部分(Plb)的活动载波的位置在频率上移位特定的量，在一个实施例中， 是相比于第一部分Pla移位一个载波位置。这将给出以下好处当来自Pla(由于多径传 播)的溢出信号可能落到Plb中未使用的载波位置时，不会有从Pla到Plb的干扰。在图 28中标记了载波位置1-5。载波位置1，3，5...被称为奇数编号的载波位置，并且载波位置 2,4,6...被称为偶数编号的载波位置。现在将提供使用DVB-T2/H2的示例的几个实施例。在第一示例中，出于稳健性原 因，Pla的结构可以是1k FFT，GI长度Tg= l/16*Tu(对应于64个采样)。用于128个载 波的基本栅格为1/2，非均勻伪随机模式，活动载波将具有伪随机BPSK编码平均1/6 (例如 仅使用偶数载波)。Plb可以在别的情况中类似，但是位置被移位1 (即，仅使用奇数载波位 置)。BPSK序列可以与Pla中的相同或者不同。各个不相关的BPSK序列可以用于指示例 如稍后到来的数据符号的FFT大小或某些其它的可用参数。此外，在另一方面，可以选择Pla和Plb中的BPSK序列，从而使得在第一符号Pla 中的序列将保持相同(并且对于接收机是已知的)。可以将额外的信息编码到对于第二符 号Plb的BPSK序列的选择中。然后，第一符号中的活动载波充当用于第二符号的导频值。 由于假设符号长度相对于信道变化来说是短的，因此可以假设信道在第二符号的时间上保 持大致不变。此外，当频率移位是一个载波间隔(或者某个其它的小数目)时，信道相位可 以从Pla到Plb (在对应位置上)改变相对小的量。所以对于BPSK信号来说，相位信息将 足够靠近从而进行相当可靠的检测(因为这是基于在128个载波上的相关)。在第二 DVB-T2/H2示例中，当由于活动载波提升(平均功率可以与在实际的数据 符号中的相同)而使得同步符号Pl稳健时，可以省略保护间隔。因此，可以使用以下结构 Pla :1k FFT,0GI, 128个活动载波，伪随机定位，仅使用偶数载波位置，由随机序列调制的 BPSK。Plb 与Pla相同，但是，将活动载波位置在频率上向上或向下移位一个载波频率间 隔，即，仅使用奇数载波位置(如果Pla使用偶数载波位置的话)。可以将数据符号的FFT 大小信息编码到对于BPSK序列的选择中。可能存在例如5或6个不同的序列，它们应当彼 此最大地有所不同。可以使用正常编码推理(最大化序列之间的汉明距离)来实现对这些 序列的定义。在第三DVB-T2/H2示例中，脉冲结构与第二示例中的相同，但是在两个部分Pla和 Plb中使用短的保护间隔(如1/16)。现在将讨论根据实施例的接收机算法。如上所述，Pl的脉冲结构有助于各个检测 算法。可以从这样的脉冲结构中提取至少以下信息DVB-T2/H2(或任何其它定义的系统) 信号的存在。由于信号具有时域(在η的周期性下)和频域(由于已知的BPSK序列)中的唯一特征，因此能够可靠地检测导频符号，且具有相对低的错误检测概率。可获得对信号的粗糙定时。Pl的相关特性给出了用于正确定时的良好候选项。多 个相关和/或在相关中利用大部分信号能量使这变得可靠。可获得对多径信道延迟分布情况的估计。时间相关特性还给出了多径信道的大致 结构。特别对于SFN网络来说，这可以用于估计在多径分布情况中延迟极限的差(在定位 FFT窗口位置用于检测有用数据时是有益的)。可获得对信号的频率偏移的估计。这基于第一符号Pla和/或第二符号Plb上的 FFT0举例来说，将载波上的接收功率与已知的活动载波位置进行相关，可以对偏移进行求解。可以传送被编码到对BPSK序列的选择中的少量信息(如上所述的两个方法)。例 如，可以用信号通知在帧中的有用数据符号的FFT大小。对于检测，可以使用半符号相关，并且优选地，同时用于Pla和Plb。可以通过在Pla和/或Plb上采用Ik FFT (Plb可用于额外的稳健性)来对载波 偏移进行求解。与已知的候选BPSK模式的相关可以对有用数据的FFT大小进行求解。对于SFN，例如，Ik符号长度的1/2的延迟值可以造成对符号Pla的部分消除。然 而，在这种情况下，符号Plb不会受影响(延迟的分量建设性地增加)。从原理上看，对于每 个Ik载波(对于连续正弦曲线)，1符号长度的延迟值可以造成空值，不过这在延迟的干扰 将落在有用符号周期的外部时会是有害的。所以，结果是延迟值不会造成明显的问题。现在将讨论示例性接收机算法的各个方面。对于上述第二和第三示例的特定情 况，值得注意的是Plb是Pla的变换版本。因此，如果接收机使得脉冲Plb在频率上平移已 知的量，那么Pla和Plb会是相同的。这将意味着在Plb的频率平移版本(甚至包括保护 间隔)和Pla上具有相关性。这可能有益地抵消了某些干扰，如在一个频率上的CW干扰。 频率平移将意味着可以实际上将这样的干扰分成频率不同的两个部分。然后，这些信号的 相关性将接近于零，并且能够在没有来自干扰的显著影响下可靠地检测Pl。示例性的可能的接收机算法的另一方面工作在如上的示例2和示例3的情况下， 其中，Pla和Plb中的BPSK (或QPSK)序列相同。图29示出了根据实施例的Pl的示例，其中，符号Pla和Plb分别被细分成两个 部分。假设被允许的载波位置取自每个第二的栅格(例如，对于Pla的偶数载波编号和对 于Plb的奇数编号)，符号的有用部分包括两个相同的部分(即，Plal和Pla2，并且对应 地，P2al和P2a2)。现在，接收机可以取得Pla和Plb的混合部分的相关性(参见图30)。 出于相关的目的，横跨由Pl的总长度所覆盖的时间间隔的操作可得到以下布置属于包括 保护间隔GIl和Plal的第一周期的采样(对于第三示例，这将意味着64+512 = 576个采 样)将保持它们实际的样子；属于第二周期(Pla2)的采样将被进行频率平移，即，将每个 采样与eXp(j2Jil/N)相乘，其中N是FFT大小(在该例中为1024)，并且i是采样的索引 (576. . . 1087)，这将实现一个载波间隔的期望频率移位。通过将属于包括保护间隔GI2和 Plbl的第二脉冲的第一部分的采样与exp H2 π 1/N)相乘(其中i的游程从0到575)，使 得这些采样在频率上平移到相反方向。属于Plb2的采样保持它们实际的样子。现在，通过将对应于Plb部分的经修改的采样的复共轭与对应于Pla部分的经修 改的采样相乘来形成相关。将逐对的相乘结果相加在一起，并且获得相关结果。当计算周期(在该例中是2174个采样长)落在所接收的Pl上时，结果将被最大化。图30是根据实施例的接收机的相关器部分的示意图。标记为GIl_Plb2的框代表 OFDM信号帧的所接收的Pl符号。将数据馈送到缓冲存储器中，并且在每个到来的采样时间 处进行逐对的乘法和加法。图30中的“*”代表复共轭。表达式“Exp (j ω t) ”和“Exp (_j ω t) ” 分别表示在频率上向上和向下平移。图31是根据实施例的接收机的相关器部分的示意图。该布置导致窄相关峰。逐 对相关部分不同于图30的实施例中的部分。但是，工作原理和操作大致相同。在图31的 布置中的相关中不使用保护间隔。同样，表达式“Exp (j ω t)，，和“Exp (-j ω t)，，分别表示在 频率上向上和向下平移。在图31的布置中，在相关中不使用保护间隔，这使得缓冲存储器略短。显著地，被 逐对相关的符号部分一方面是Plal与Plb2，另一方面是Pla2与Plbl。可以示出，这将导致 比图30的布置更窄的相关峰。图31的实施例的缺点在于没有使用保护间隔的能量。因 此，有益的是使得GI显著短于符号长度，或者甚至使用零GI。图30和图31的实施例产生以下结果对Pla和Plb的修改(平移)是对称的(频 率上移和下移)，这可能有助于在处理中删除小的相等误差；修改发生在(大约)符号长度 间隔的一半处，这有助于“扰乱”可能的连续波(CW)、多径，以及相关中的其它干扰；整个脉 冲能量被利用-还有图30的实施例中的保护间隔；以及相关峰会相当的窄(仅大约一半的 宽度，如果Pla和Plb会按照以下方式相关的话频率平移仅发生在Plb (或Pla)中)。图32示出了根据实施例的检测序列的步骤。在根据上述第三示例的处理信号的 环境中提供图32。如在3202所示，在对应于符号Pla的长度的周期上采取相关。通过以下方式来校 正在延迟为Ts ( = Pla的长度)情况下所取得的采样将这些采样与复数系数exp ("j ω t) 相乘，其中ω是OFDM符号载波之间的频率差(=1/Tu)。如在3204所示，将以上相关结果与近来的相关结果的滑动平均值进行比较。当以上比较结果超过所设置的门限值时，作出关于Pl存在的判定，并且遵循从 3206的“是”分支。否则，如在3216所示，结束对于相关周期的处理。如在3208所示，接收机确定相关性的本地最大位置，并且基于本地最大位置来确 定Pl符号的开始。如在3210所示，接收机在信号的Pla部分上采用Ik FFT0如在3212所示，接收机在频域中对BPSK序列的各个位置进行相关。相关最大值 给出了在FFT域中的频率分割(frequency grid)的位置，其可用于解出在接收机载波频率 和额定频率之间的差(载波偏移)。使得相关性最大化的序列指示了实际数据符号的FFT 大小。如在3214所示，为了检测随后的符号而校正可能的频率偏移，并且如在3214所 示，然后结束对相关周期的处理。根据实施例，由于Pla和Plb这两个部分会被同时删除的可能性不大，因此增加了 相对于多径衰落的容限。当接收机中的检测是基于使用Pla和Plb这二者的相关结果时， 至少一个结果将显著大于仅与噪声或随机数据进行相关。此外，由于对载波位置的稀疏使用所导致的Pl的周期性，接收机可以使得其关于Pl信号的存在的判定基于在信号的周期性部分上的相关性。该周期性增加了所使用的信号 功率(因为实际上，在检测中可以使用整个信号能量)，并且还增加了变化(多样化)，因为 可以使用时域中的信号的不同部分，给出各种相关结果。这些相关结果在干扰(或不期望 的信号)内容方面有所不同，并且可用于作出更多可靠的判定。本发明的一个或多个方面可以体现在可由一个或多个计算机或其它设备执行的 计算机可执行指令中，例如在一个或多个程序模块中。通常，程序模块包括例程、程序、对 象、组件、数据结构等，当由计算机或其它设备中的处理器执行时，它们执行特定的任务或 实现特定的抽象数据类型。计算机可执行指令可存储在计算机可读介质上，例如硬盘、光 盘、可移动存储介质、固态存储器、RAM等。如本领域技术人员可理解的，在各个实施例中， 程序模块的功能性可根据期望而被组合或分布。此外，功能性可以整体地或部分地体现在 固件或硬件等同物中，例如集成电路、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)等。实施例包括这里明显公开的任何新颖性特征或特征组合或其任意概括。虽然参照 特定示例(其包括执行本发明的目前优选模式)描述了实施例，但是本领域技术人员将理 解存在对上述系统和技术的各种变形和置换。因而，应当按照所附权利要求中所阐述的广 泛地解释本发明的精神和范围。
权利要求
一种方法，其包括传送具有快速傅立叶变换大小和多个载波频率的第一正交频分多路复用导频符号，所述多个载波频率包括第一多个被允许的载波频率和第一多个被禁止的载波频率，其中，所述第一多个被允许的载波频率包括第一多个活动载波频率；以及传送具有所述快速傅立叶变换大小和所述多个载波频率的第二正交频分多路复用导频符号，其中，所述多个载波频率包括第二多个被允许的载波频率和第二多个被禁止的载波频率，其中，所述第二多个被允许的载波频率包括第二多个活动载波频率，其中，所述第二多个被允许的载波频率相对于所述第一多个被允许的载波频率被移位预定频率，所述第二多个被禁止的载波频率相对于所述第一多个被禁止的载波频率被移位所述预定频率，并且所述第二多个活动载波频率相对于所述第一多个活动载波频率被移位所述预定频率。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述预定频率是相邻载波频率之间的频率差的 倍数。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述快速傅立叶变换大小是1024个采样。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第一和第二正交频分多路复用导频符号具 有保护间隔持续时间，所述保护间隔持续时间是有用符号周期的持续时间的一部分。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一和第二正交频分多路复用导频符号不 具有保护间隔。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一多个被允许的载波频率占用的载波位 置是偶数编号的位置或奇数编号的位置，并且如果所述第一多个被允许的载波频率占用偶 数编号的位置，那么所述第一多个被禁止的载波频率占用奇数编号的位置，以及如果所述 第一多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第一多个被禁止的载波频率占 用偶数编号的位置。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，如果所述第一多个被允许的载波频率占用偶数 编号的位置，那么所述第二多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，并且如果所述第 一多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第二多个被允许的载波频率占用 偶数编号的位置。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，如果所述第二多个被允许的载波频率占用偶数 编号的位置，那么所述第二多个被禁止的载波频率占用奇数编号的位置；以及如果所述第 二多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第二多个被禁止的载波频率占用 偶数编号的位置。
9.一种装置，其包括处理器和存储器，所述存储器含有可执行指令，当由所述处理器执 行时实现以下操作传送具有快速傅立叶变换大小和多个载波频率的第一正交频分多路复用导频符号，所 述多个载波频率包括第一多个被允许的载波频率和第一多个被禁止的载波频率，其中，所 述第一多个被允许的载波频率包括第一多个活动载波频率；以及传送具有所述快速傅立叶变换大小和所述多个载波频率的第二正交频分多路复用导 频符号，其中，所述多个载波频率包括第二多个被允许的载波频率和第二多个被禁止的载 波频率，其中，所述第二多个被允许的载波频率包括第二多个活动载波频率，其中，所述第 二多个被允许的载波频率相对于所述第一多个被允许的载波频率被移位预定频率，所述第二多个被禁止的载波频率相对于所述第一多个被禁止的载波频率被移位所述预定频率，并 且所述第二多个活动载波频率相对于所述第一多个活动载波频率被移位所述预定频率。
10.根据权利要求9所述的装置，其中，所述预定频率是相邻载波频率之间的频率差的 倍数。
11.根据权利要求9所述的装置，其中，所述快速傅立叶变换大小是1024个采样。
12.根据权利要求11所述的装置，其中，所述第一和第二正交频分多路复用导频符号 具有保护间隔持续时间，所述保护间隔持续时间是有用符号周期的持续时间的一部分。
13.根据权利要求9所述的装置，其中，所述第一多个被允许的载波频率占用的载波位 置是偶数编号的位置或奇数编号的位置，并且如果所述第一多个被允许的载波频率占用偶 数编号的位置，那么所述第一多个被禁止的载波频率占用奇数编号的位置，以及如果所述 第一多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第一多个被禁止的载波频率占 用偶数编号的位置。
14.根据权利要求13所述的装置，其中，如果所述第一多个被允许的载波频率占用偶 数编号的位置，那么所述第二多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，并且如果所述 第一多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第二多个被允许的载波频率占 用偶数编号的位置。
15.根据权利要求14所述的装置，其中，如果所述第二多个被允许的载波频率占用偶 数编号的位置，那么所述第二多个被禁止的载波频率占用奇数编号的位置；以及如果所述 第二多个被允许的载波频率占用奇数编号的位置，那么所述第二多个被禁止的载波频率占 用偶数编号的位置。
16.一种方法，其包括接收第一正交频分多路复用导频符号；接收第二正交频分多路复用导频符号；在第一方向上，将所述第一正交频分多路复用导频符号的一部分进行一个载波间隔的 频率平移；在与所述第一方向相反的第二方向上，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一部 分进行一个载波间隔的频率平移；以及通过以下方式来形成相关将所述第一正交频分多路复用导频符号的频率平移部分与 所述第二正交频分多路复用导频符号中并未进行频率平移的一部分的复共轭进行相乘，将 所述第二正交频分多路复用导频符号的频率平移部分与所述第一正交频分多路复用导频 符号中并未进行频率平移的一部分的复共轭进行相乘，以及将乘法结果进行求和。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，将所述第一正交频分多路复用导频符号 的一部分进行频率平移是通过以下方式实现的使得被平移的所述部分的每个采样与 θχρΗ2π /Ν)相乘，其中N是所述第一正交频分多路复用导频符号的快速傅立叶变换大 小，并且i是所述采样的索引。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，将所述第一正交频分多路复用导频符号的一 部分进行频率平移是通过以下方式实现的使得所述第一正交频分多路复用导频符号的保 护间隔的每个采样与exp(-j2 π i/N)相乘。
19.根据权利要求16所述的方法，其中，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一部分进行频率平移是通过以下方式实现的使得被平移的所述部分的每个采样与 θχΡα2π /Ν)相乘，其中N是所述第二正交频分多路复用导频符号的快速傅立叶变换大 小，并且i是所述采样的索引。
20.根据权利要求19所述的方法，其中，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一 部分进行频率平移是通过以下方式实现的使得所述第二正交频分多路复用导频符号的保 护间隔的每个采样与exp(j2 π i/N)相乘。
21.一种装置，其包括处理器和存储器，所述存储器含有可执行指令，当由所述处理器 执行时实现以下操作接收第一正交频分多路复用导频符号；接收第二正交频分多路复用导频符号；在第一方向上，将所述第一正交频分多路复用导频符号的一部分进行一个载波间隔的 频率平移；在与所述第一方向相反的第二方向上，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一部 分进行一个载波间隔的频率平移；以及通过以下方式来形成相关将所述第一正交频分多路复用导频符号的频率平移部分与 所述第二正交频分多路复用导频符号中并未进行频率平移的一部分的复共轭进行相乘，将 所述第二正交频分多路复用导频符号的频率平移部分与所述第一正交频分多路复用导频 符号中并未进行频率平移的一部分的复共轭进行相乘，以及将乘法结果进行求和。
22.根据权利要求21所述的装置，其中，将所述第一正交频分多路复用导频符号 的一部分进行频率平移是通过以下方式实现的使得被平移的所述部分的每个采样与 θχρΗ2π /Ν)相乘，其中N是所述第一正交频分多路复用导频符号的快速傅立叶变换大 小，并且i是所述采样的索引。
23.根据权利要求22所述的装置，其中，将所述第一正交频分多路复用导频符号的一 部分进行频率平移是通过以下方式实现的使得所述第一正交频分多路复用导频符号的保 护间隔的每个采样与exp(_j2 π i/N)相乘。
24.根据权利要求21所述的装置，其中，将所述第二正交频分多路复用导频符号 的一部分进行频率平移是通过以下方式实现的使得被平移的所述部分的每个采样与 θχΡα2π /Ν)相乘，其中N是所述第二正交频分多路复用导频符号的快速傅立叶变换大 小，并且i是所述采样的索引。
25.根据权利要求24所述的装置，其中，将所述第二正交频分多路复用导频符号的一 部分进行频率平移是通过以下方式实现的使得所述第二正交频分多路复用导频符号的保 护间隔的每个采样与exp(j2 π i/N)相乘。
全文摘要
实施例涉及第一和第二OFDM导频符号。第一和第二导频符号分别具有被允许的、被禁止的和活动的载波频率的第一和第二集合。通过将相应的第一集合进行预定频率的频移来形成载波频率的第二集合。一种接收方法，其在第一方向上，将第一接收的导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移，在与所述第一方向相反的第二方向上，将第二接收的导频符号的一部分进行一个载波间隔的频率平移，以及通过以下方式来形成相关将第一和第二导频符号的频率平移部分与所述导频符号中并未进行频率平移的部分的复共轭进行相乘，以及将乘法结果进行求和。
文档编号H04L5/00GK101884202SQ200880118823
公开日2010年11月10日 申请日期2008年10月17日 优先权日2007年11月2日
发明者J·A·亨里克松, J·韦斯玛, M·图帕拉 申请人:诺基亚公司