专利名称：正交小波变换和时间分集技术相融合的盲均衡方法
技术领域：
本发明涉及一种时间分集盲均衡方法，尤其涉及一种正交小波变换和时间 分集技术相融合的盲均衡方法。
背景技术：
在水声通信中，由于多径衰落和信道失真的存在，在接收端会产生严重的
码间干扰(Inter-Symbol Interference, ISI)，降低了信息传输速率和可靠性。盲均 衡技术由于不需要训练序列节省了带宽，更适合带宽受限的水声信道。然而， 传统的盲均衡技术并未很好解决信道多径衰落所带来的影响，分集技术是克服 多径衰落的有效途径之一，因此将分集技术应用于盲均衡中将会大大提高通信 质量。常用的分集技术主要包括空间分集、时间分集以及频率分集等。其中时 间分集是指将待发送的信号每隔一定时间间隔(传输时间间隔大于或等于相干 时间)重复发送，在接收端形成分集效果，与空间分集相比节省了接收天线的 数目。
传统常数模算法(Constant Modulus Algorithm, CMA)由于误差函数曲线的不 对称性，使其收敛速度慢、稳态误差大。文献[l](郭业才,张艳萍.采用判决圆 判决的双模式常数模盲均衡算法[J].数据采集与处理2007,22(3):278-281)利用 奇对称的双曲正切误差函数，使盲均衡算法的均方误差减小，但收敛速度并没 有力口快；文献[2](Mahmoud Hadef， Stephan Weiss. Concurrent Constant Modulus Algorithm and Decision Directed Scheme for Synchronous DS-CDMA Equalization [J].IEEE Statistical signal processing2005, vol. issue (17-20): 203-205) 表明，判决引导(DecisionDirected, DD)算法，既能加快收敛速度又能减小稳态 误差，但并不能降低输入信号的自相关性;文献[3](韩迎鸽，郭业才,吴造林等.基 于正交小波变换的多模盲均衡器设计与算法仿真研究[J].仪器仪表学 报,2008，29(7):1441-1445)表明，在均衡器输入端对输入信号进行正交小波变换 后，可以降低信号的自相关性，从而有效地提高收敛速度。这几种算法，均不 能纠正因多普勒频移引起的相位旋转；文献[4](Cooklev T. An efficient architecture for orthogonal wavelet transforms [J].IEEE Signal Processing Letters (S1070-9980),2006, 13(2):77-79)表明，在盲均衡算法中，引入数字锁相环较好地纠正了相位旋转，有效地实现载波恢复。但是收敛速度慢、均方误差大。
发明内容
本发明要解决的技术问题是针对现有技术存在的缺陷提出一种正交小波 变换和时间分集相融合的盲均衡方法。
本发明正交小波变换和时间分集技术相融合的盲均衡方法，其特征在于包
括d重结构相同的信道支路，经过一个时间间隔7:第二支路接收到发射信号 "(w)、经过二个时间间隔2 :第三支路接收到发射信号"(w)、依次类推至第d
支路经过d-1个时间间隔(d-1)7:接收到发射信号"07)， d为正整数，其中第
一支路均衡方法包括如下步骤
1. )将发射信号"(w)经过第一脉冲响应信道c(")得到第一信道输出向量 A(")，其中w为时间序列，下同；
2. )采用第一信道噪声H^(w)和步骤1所述的第一信道输出向量A(")得到 第一均衡器的输入向量A("^^(")+H^(");
3. )将步骤2所述的第一均衡器的输入向量A(")经过第一正交小波变换 得到第一正交小波变换器WT的输出向量= e^(w)，其中2为正交小波 变换矩阵；
4. )由基于双曲正切误差函数的时间分集盲均衡器权向量/^皿)(w)、判决 引导均衡器权向量/(DD)(w)及数字锁相环得到第一路均衡器权向量
= +/,)("),(")，其中e为自然底数，/ = >/=1为虚数单位，
是对常相位旋转的估计值，/(")为相位旋转复数信号；下标1表示第1个分支。
5. )采用步骤3所述的第一正交小波变换器WT的输出向量《(")和歩骤
4所述的第一路均衡器权向量y;(")得到第一路均衡器的输出序列
采用d重信道支路的均衡器的输出序列得到输出信号为= |>,Z/(")， 其中Z,(W)为第/均衡器的输出序列；A为第/支路均衡器的输出信号銜加权系 数，由于采用等增益合并方法，故尸,=1。
步骤4所述的基于双曲正切误差函数时间分集盲均衡器权向量/KHCMA)(")
和判决引导盲均衡器权向量/KDD)(")的求取包括如下步骤
6. )采用相位旋转复数信号一(")和步骤5所述的均衡器的输出序列zW得到 判决器输入信号= ；
7. )将步骤6所述的判决器输入信号g(W)经过判决装置得到均衡器的输出 序列^ )的判决输出^ );
8. )采用步骤5所述的均衡器的输出序列z(M)和步骤7所述的均衡器的输出序列zK)的判决输出^w)得到均衡器的输出序列z(^的判决输出^w)和判决 器输入信号之间的相位差估计值-
Im[—
*Im|>5(")^")]，其中^0)为均衡器的输出序列^2)的
估计值；
9. )采用步骤8所述的均衡器输出序列^ )的判决输出^ )和判决器输入 信号之间的相位差估计值得到对常相位旋转的估计值 《(w + l) = A") + ;^(")，其中7为锁相环的迭代步长，n+l为当前时间序列n的后 一时刻，下同；
10. )采用所述均衡器的输出序列z(w)、判决器输入信号g(")、均衡器的输 出序列的判决输出和相位旋转复数信号e-得到第1路基于双曲正切 误差函数的时间分集盲均衡器权向量迭代公式
+ = / (")-A(H謹A'(")^^^《(")sign[g(")]一(")， 第1路判决引导盲均衡器权向量迭代公式
/l(DD)(" + 1) = /l(DD)(") +A(DD)A"(")5[S(") —S("XP(") —g("XT《(")e'辨")， 其中A(W)为第一路基于双曲正切误差函数时间分集盲均衡器权向量的迭代
步长， 皿)为第一路判决引导盲均衡器权向量的迭代步长，^")为均衡器的
输出序列z(")的估计值^w)的判决输出，《(w)为第一路正交小波变换器WT的
输出向量A(")的共轭，单位冲激函数一)=^"，+^， i 为发射信号"(")的 模，p(")-g(")]'为p(")-g(")]的共轭。
A—1 (") = diag [°fu。) (")， ofc/," ("), . ^f(川,)(")，°^+1,。) ("), ^f(川,"(")]，ofa"(")表不 对^，"(")的平均功率估计，ofu+w(")表示对的平均功率估计，为 对《力(")估计值，
《*) (" +1) = M2(m) (") + (1 -")(")| ，
《+w ("+1)=辦2(川，"(")+(1 -")
其中，diag[]表示对角矩阵，/ 为迭代系数， 说(")表示第1路小波空 间中第j层分解第k个信号， #)( )表示第1路尺度空间中第j层分解第k个 信号，^:为第^个小波滤波器为正整数0<&^《，K为小波滤波器个数。
本发明将时间分集技术应用于基于双曲正切误差函数的盲均衡器中，在结合DD算法，并引入数字锁相环后，对盲均衡算法的输入信号进行正交小波变 换，从而得到一种正交小波变换和时间分集相融合的盲均衡算法。该算法收敛 速度快、均方误差小，能有效地克服相位旋转。
图1:时间分集分数间隔盲均衡原理1; 图2:本发明原理图2;
图3:发明实施例仿真结果图，(a)均方误差曲线(b)均衡器的输入信号
(c) TDE-CMA输出星座图 (d) TDE-HCMA输出星座图 (e) CTDE输出 星座图(f)WT-CTDE输出星座图。
具体实施例方式
如图1所示。时间分集就是指以超过信道相干时间的时间间隔重复发送同 一信号，使接收端收到多个具有独立衰落环境的信号，再经过适当的方式合并， 从而提高接收端的信噪比、降低误码率。具有D重时间分集盲均衡器结构，在 时间分集盲均衡器中，每一支路由相同信道和不同子均衡器组成。每一支路的 输出信号再经组合器进行合并，在合并技术中，虽然等增益合并性能不如最大 比合并，但最易于实现。
基于双曲正切函数的常数模算法(HCMA)具有比传统常数模算法更好的性 能，将时间分集引入该盲均衡算法后与判决引导(DD)算法以软切换的方式结 合，能减小均方误差，但不能纠正时变信道引起的相位旋转，导致DD算法错 误判决的增加，无法快速收敛。因此，引入一阶锁相环技术(PLL)，来克服 相位旋转以减小DD算法的误判，这时将构成时间分集联合盲均衡算法记为 CTDE。
如图2所示。本发明正交小波变换和时间分集技术相融合的盲均衡方法， 其特征在于包括D重结构相同的信道支路，经过一个时间间隔7:第二支路接收
到发射信号"(")、经过二个时间间隔27:第三支路接收到发射信号"(w)、依次
类推至第D支路经过D-l个时间间隔(D-l)7:接收到发射信号a(w) ， D为正整
数，其中第一支路均衡方法包括如下步骤
1. )将发射信号"(w)经过第一脉冲响应信道c(")得到第一信道输出向量
A(")，其中w为时间序列，下同；
2. )采用第一信道噪声H^(")和步骤1所述的第一信道输出向量A(")得到第一均衡器的输入向量A("):《(")+H^(");
3. )将步骤2所述的第一均衡器的输入向量A(")经过第一正交小波变换
得到第一正交小波变换器wt的输出向量《(")=om")，其中e为正交小波
变换矩阵；
4. )由基于双曲正切误差函数的时间分集盲均衡器权向量/^皿)(w)、判决
引导均衡器权向量/(DD)(w)及数字锁相环得到第一路均衡器权向量
/("^/KHCMA^y^+z^^y^),其中e为自然底数，"v^r为虚数单位，-(")
是对常相位旋转的估计值，/(")为相位旋转复数信号；下标1表示第1个分支。
5. )采用步骤3所述的第一正交小波变换器wt的输出向量AO)和步骤
4所述的第一路均衡器权向量y;(")得到第一路均衡器的输出序列-
) = /i("W");
采用D重信道支路的均衡器的输出序列得到输出信号为z(w) = |>/Z/(w)，
其中z,(w)为第/均衡器的输出序列；",为第/支路均衡器的输出信号怖加权系
数，由于采用等增益合并方法，故乃=1。
步骤4所述的基于双曲正切误差函数时间分集盲均衡器权向量/KHc(")
和判决引导盲均衡器权向量/KDD)(w)的求取包括如下步骤
6. )采用相位旋转复数信号一(")和步骤5所述的均衡器的输出序列z(")得到
判决器输入信号= ；
7. )将步骤6所述的判决器输入信号g(w)经过判决装置得到均衡器的输出 序列z(")的判决输出^w);
8. )采用步骤5所述的均衡器的输出序列z(")和步骤7所述的均衡器的输
出序列的判决输出^")得到均衡器的输出序列z(")的判决输出和判决 器输入信号gO)之间的相位差估计值
= sin一1
Im[s(w)5(w)]
* Im[s(")^")]，其中为均衡器的输出序列的
估计值；
9. )采用步骤8所述的均衡器输出序列z(M)的判决输出W")和判决器输入 信号之间的相位差估计值得到对常相位旋转的估计值 ^+l)"(w)+^(n)，其中/;为锁相环的迭代步长，n+l为当前时间序列n的后 一时刻，下同；
10. )采用所述均衡器的输出序列z(w)、判决器输入信号g(")、均衡器的输 出序列z(")的判决输出^")和相位旋转复数信号r'^得到第1路基于双曲正切 误差函数的时间分集盲均衡器权向量迭代公式/1(HCMA)(" +1) = Ahcma)(")- 隱A'(") n「:，)及;(")sign[g(")]一(")，
第1路判决引导盲均衡器权向量迭代公式
/hdd) (" +1) = /1(DD) (") + M(dd)A" _ _ 《，
其中/Vc为第一路基于双曲正切误差函数时间分集盲均衡器权向量的迭代
歩长，A(,为第一路判决引导盲均衡器权向量的迭代步长，》(w)为均衡器的 输出序列z(w)的估计值f(w)的判决输出，为第一路正交小波变换器WT的 输出向量A(w)的共轭，单位冲激函数^) = <^ = ^+^， W为发射信号"(w)的
模，g(")r为[s(")-g(")]的共轭。
》「1 (") = diag [ofuo) ("), of(J+w (w), c^(川,。)("),...of(w,) (")] ， (w)表不
对 ^)(")的平均功率估计，表示对~"(")的平均功率估计，为 对《^)估计值，
《*) (" + 1)=辦2(说(")+ (1 -")卜1(厶"(")| ， 《+W (" + 1)=辦2(片w) (") + (1 -灼(")|
其中，diag[]表示对角矩阵，"为迭代系数，na"(")表示第1路小波空间中 第j层分解第k个信号， w(w)表示第1路尺度空间中第j层分解第k个信号， A为第A个小波滤波器为正整数O < A: S《，K为小波滤波器个数。 对第2至D支路的均衡方法完全类似于第一支路的均衡方法。 如图3所示。为了验证WT-CTDE算法的有效性，采用畸变严重的两径水 声信道进行仿真，其传递函数为^[^"， o， o， 0.3,"];发射信号为16QAM信 噪比为25dB，均衡器权长为16且均采用中心抽头初始化；图2中D=2;且两 路参数设置相同；对每路信号采用DB2小波分解，分解层次是2层，功率初 始值为4; / = 0.999; TDE-CMA权向量步长为/Zc皿二0.001; TDE-HCMA权向 量步长为/^c皿=0.005 ; CTDE算法中HCAM步长为= 0.005 ; DD步长为 //DD =0.0185; WT-CTDE算法中/^區=0.0195; DD步长为//DD = 0.0225 ; 500次蒙 特卡诺仿真结果。图3(a)表明，在TDE-CMA和TDE-HCMA收敛速度差不多 的情况下，TDE-HCMA比TDE-CMA误差下降了近12dB; CTDE收敛速度比 TDE-HCMA快了大约2000步且稳态误差减小了约9dB; WT-CTDE比CTDE 收敛快约1500步，稳态误差下降约5dB 。图3(c，d)表明，TDE-HCMA算法星 座图比TDE-CMA集中，但是它们都无法纠正相位旋转；图3(e,f)表明CTDE 和WT-CTDE都克服了相位旋转，但WT-CTDE星座图最为清晰、紧凑。
权利要求
1. 一种正交小波变换和时间分集技术相融合的盲均衡方法，其特征在于包括D重结构相同的信道支路，经过一个时间间隔Tc第二支路接收到发射信号a(n)、经过二个时间间隔2Tc第三支路接收到发射信号a(n)、依次类推至第D支路经过D-1个时间间隔(D-1)Tc接收到发射信号a(n)，D为正整数，其中第一支路均衡方法包括如下步骤1. )将发射信号a(n)经过第一脉冲响应信道c(n)得到第一信道输出向量x1(n)，其中n为时间序列，下同；2. )采用第一信道噪声w1(n)和步骤1所述的第一信道输出向量x1(n)得到第一均衡器的输入向量y1(n)＝x1(n)+w1(n)；3. )将步骤2所述的第一均衡器的输入向量y1(n)经过第一正交小波变换得到第一正交小波变换器WT的输出向量R1(n)＝Qy1(n)，其中Q为正交小波变换矩阵；4. )由基于双曲正切误差函数的时间分集盲均衡器权向量f(HCMA)(n)、判决引导均衡器权向量f(DD)(n)及数字锁相环得到第一路均衡器权向量其中e为自然底数，为虚数单位，是对常相位旋转的估计值，为相位旋转复数信号；下标1表示第1个分支。5. )采用步骤3所述的第一正交小波变换器WT的输出向量R1(n)和步骤4所述的第一路均衡器权向量f1(n)得到第一路均衡器的输出序列z1(n)＝f1(n)R1(n)；采用D重信道支路的均衡器的输出序列得到输出信号为其中zl(n)为第l均衡器的输出序列；pl为第l支路均衡器的输出信号的加权系数，由于采用等增益合并方法，故pl＝1。步骤4所述的基于双曲正切误差函数时间分集盲均衡器权向量f1(HcMA)(n)和判决引导盲均衡器权向量f1(DD)(n)的求取包括如下步骤6. )采用相位旋转复数信号和步骤5所述的均衡器的输出序列z(n)得到判决器输入信号7. )将步骤6所述的判决器输入信号g(n)经过判决装置得到均衡器的输出序列z(n)的判决输出8. )采用步骤5所述的均衡器的输出序列z(n)和步骤7所述的均衡器的输出序列z(n)的判决输出得到均衡器的输出序列z(n)的判决输出和判决器输入信号g(n)之间的相位差估计值其中为均衡器的输出序列z(n)的估计值；9. )采用步骤8所述的均衡器输出序列z(n)的判决输出和判决器输入信号g(n)之间的相位差估计值得到对常相位旋转的估计值其中η为锁相环的迭代步长，n+1为当前时间序列n的后一时刻，下同；10. )采用所述均衡器的输出序列z(n)、判决器输入信号g(n)、均衡器的输出序列z(n)的判决输出和相位旋转复数信号得到第1路基于双曲正切误差函数的时间分集盲均衡器权向量迭代公式第1路判决引导盲均衡器权向量迭代公式其中μ1(HCMA)为第一路基于双曲正切误差函数时间分集盲均衡器权向量的迭代步长，μ1(DD)为第一路判决引导盲均衡器权向量的迭代步长，为均衡器的输出序列z(n)的估计值的判决输出，为第一路正交小波变换器WT的输出向量R1(n)的共轭，单位冲激函数R为发射信号a(n)的模，为的共轭。表示对r1(j，k)(n)的平均功率估计，表示对s1(j，k)(n)的平均功率估计，为对估计值，其中，diag[]表示对角矩阵，β为迭代系数，r1(j，k)(n)表示第1路小波空间中第j层分解第k个信号，s1(j，k)(n)表示第1路尺度空间中第j层分解第k个信号，k为第k个小波滤波器为正整数0<k≤K，K为小波滤波器个数。
全文摘要
本发明公布了一种正交小波变换和时间分集技术相融合的盲均衡方法，本发明将时间分集、小波变换、锁相环技术、判决引导(DD)算法与盲均衡相结合，利用时间分集减小多径效应的影响；利用双曲正切误差函数克服常数模误差函数不对称的缺点；利用正交小波变换降低盲均衡器输入信号的自相关性，加快收敛速度；利用DD算法减小稳态误差，利用数字锁相环技术纠正相位旋转。本发明方法收敛速度快、均方误差小，能有效地克服相位旋转。
文档编号H04L25/03GK101478509SQ200910028458
公开日2009年7月8日 申请日期2009年1月20日 优先权日2009年1月20日
发明者丁雪洁, 郭业才 申请人:南京信息工程大学