专利名称：信号调制方法和信号解调方法
技术领域：
本发明大体上涉及信号调制和解调方法，更具体地，涉及适用于以直接序列扩频 (Direct Sequence Spread Spectrum，以下简称为DSSS)信号作为测距信号的卫星导航系 统中的信号调制和解调方法。
背景技术：
为了利用扩频码中频繁的相位翻转来精密测距，以及获得良好的多址接入性能和 抗多径与干扰性能，全球导航卫星系统(GlobalNavigation Satellite System，以下简称 为GNSS)的信号都使用了直接序列扩频(Direct Sequence Spread Spectrum，以下简称为 DSSS)技术。正如本领域内技术人员所知，DSSS可被看作二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying,以下简称为BPSK)的扩展。图1是示出了各种调制信号的基带波形的示意图。其中，图1(a)示出了一组扩频 序列，其被扩频码片波形赋形后，与数据信号和射频载波相乘，得到传输信号。传统的导航测距信号采用矩形扩频码片的二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying-Rectangular，以下简称为BPSK-R)调制。这种基带扩频信号的扩频序列的码片形 状为矩形非归零码，如果扩频序列的发送速率为f。，则一个码片波形的持续时间为T。= 1/ f。。图1(b)示出了一段这种信号的基带波形实例。BPSK-R调制方式实现简单，被广泛地用在传统的全球定位系统(Global Positioning System，以下简称为GPS)中，C/A码、P(Y)码使用的都是这种调制技术。但随 着GNSS的发展，这种调制方式的频谱兼容性以及测距和抗干扰性能的不足日益显现。为了使多种信号可以更好地共享GNSS的有限频段，同时进一步提高信号的测距 精度及抗干扰性能，新的信号调制方式不断呈现。例如业内皆知的二进制偏移载波(Binary Offset Carrier，以下简称为B0C)调制。这种调制方式的实现方法是在BPSK-R调制的 基础上再将信号与一个方波形式的副载波相乘，具体请参考J. W. Betz的“Binary offset carrier modulation for radionavigation，，，Navigation, vol. 48, pp. 227-246, winter 2001-2002。已知，B0C调制有两个参数副载波频率仁和扩频序列速率f。，其中fs彡f。，所以 B0C具体的调制方式可以记为B0C(fs，f。)。图1(c)给出了一组基带B0C(2f。，f。)调制信号 的波形实例。在导航领域中，更简单的记法是将仁和f。都用1. 023MHz进行归一化，直接记为 B0C(m, n)，其中 m = fs/l. 023MHz, n = fc/l. 023MHz。一个B0C调制信号可以表示为sB0C (t) = Asd (t) gB0C (t) cos (2 31 f0t+ e )其中，As是信号幅度，f。是载波频率，e是载波相位，d(t)是数据信号，
是基带boc调制信号。
这里，sgn是符号函数，仁是副载波频率，V是副载波的相位，{ck}是扩频序列， p(t)是持续时间为T。的矩形脉冲，即
其他在B0C调制的基础上，美国与欧盟又在2006年共同提出了一种新的调制方式，即， 复用二进制偏移载波(Multiplexed Binary OffsetCarrier,以下简称为MB0C)调制。美国 的全球定位系统和欧洲正在开发的伽利略卫星导航系统在L1/E1 (1575. 42MHz)频点的民 用信号上都使用这种调制方式。严格说来，MB0C调制并不是一种具体的调制方式，而是一个比较宽泛的概念，用于 约束各导航系统信号的频谱形状。因此，对于MB0C调制的定义仅限制了信号的功率谱形 状。一个一般的MB0C信号可以记作MB0C(m，n，r)，其中，m> n > 0，r彡0。其归一化的功 率谱密度(Power Spectral Density，以下简称为PSD)在未经限带滤波时可以表示为①MB0C(m,n,r)= (1-r)①B0C(n,n)+r ①B0C(m,n)(1)其中，OB0C(n>n)是采用B0C(n，n)调制的信号的功率谱，OB0C(ffljn)是采用B0C(m，n)调 制的信号的功率谱。也即，采用MB0C调制的信号是宽带信号B0C(m，n)与窄带信号B0C(n， n)以功率配比r (l_r)合成得到的。图2示出了 MB0C(6，1，1/11)调制信号在中心频点左右20MHz范围内的频谱形状。由于MB0C调制的定义对这种调制的具体实现方法没有任何限制，因此信号的分 量数目、各分量的产生方式，以及各分量的组合方式非常灵活，只要保证最后的合成信号 PSD满足式(1)的形式即可。已有的MB0C调制的时域实现方式也不唯一。GPS L1频点的 现代化民用信号L1C使用的调制方式被称为时分复用二进制偏移载波(Time-Multiplexed Binary Offset Carrier，以下简称为TMB0C)调制。而伽利略系统L1公开服务(Open Service，以下简称为OS)信号使用的是合成二进制偏移载波(Composite Binary Offset Carrier,以下简称为CB0C)调制。关于MB0C调制定义以及TMB0C和CB0C调制的实现方 式，具体请参考 G. Hein，J. Avila-Rodriguez 等人的“MB0C :The new optimized spreading modulation recommended forGalileo LI OS and GPS L1C", Proc. of IEEE/1ON PLANS, San Diego, CA. 2006 :883_892。其中，TMB0C 调制为第 US20080260001 号美国专利。正如本领域内技术人员所知，TMB0C调制是通过时分复用的方式将B0C(n，n)调制 分量与B0C(m，n)调制分量进行组合的。一个TMB0C(m，n，r)调制的信号，在发射时间的一 些时间段内发射B0C(m，n)调制分量，在其余的时间段内发射B0C(n，n)调制分量。这种调 制信号的基带波形如图1(d)所示，如图1(d)所示，示出了 TMB0C(6f。，f。，2/ll)调制的基带 波形。当两种信号分量的出现时间比为r时，两个分量的信号功率比为r，合成信号的自 相关函数为RTMB0C(m,n,r) = (1RB0C(n，n)+rRB0C(m，n)⑵因此，这种信号的PSD可以满足MB0C定义式的要求。但这种调制方式的不足在于， 无论在发射端还是接收端，都必须要有一套时分复用的切换开关。已知，CB0C调制是通过时域线性叠加的方式将B0C(n，n)调制分量与B0C(m，n)调制分量进行组合的。在所有时刻，CB0C信号的B0C(n，n)调制分量与BOC(m，n)调制分量都 同时出现，在赋以不同的权重后直接通过幅度相加或相减叠加在一起。其中，二者权重的取 值决定了最终的频谱中B0C(n，n)调制分量与B0C(m，n)调制分量的功率比。CB0C调制信号可以表示为sCB0C(t) = Asd(t)gBPSK_R (t)cos(27if0t + 9)x{^Fsgn[sin(27ifst)l士Wsgn[sin(127ifst)"|}其中，根据在叠加时B0C(n，n)调制分量与B0C(m，n)调制分量之间是相加还是相 减，CB0C调制又可以分为同相CB0C调制和反相CB0C调制，分别记作CB0C+和CB0C_。图1 (e) 和图1(f)分别示出了一段CB0C+(6f。，f。，2/ll)调制的基带信号的波形实例和CB0C_(6f。， f。，2/ll)调制的基带信号的波形实例。已知，CB0C+调制信号和CB0C_调制信号的频谱都不满足MB0C调制的定义。这两 种调制信号的频谱分别为 其中，OB0C(n,n)/B0C(ffl,n)是B0C(n，n)调制分量与B0C(m，n)调制分量之间的互相关的 谱。为确保总PSD满足MB0C定义，在总的发射信号中，只有两种CB0C的调制信号等功率成 对出现，总的合成信号中的互相关项才能相互抵消。这样的限制条件使CB0C调制的使用不 够灵活。而且，与BPSK-R调制、B0C调制、TMB0C调制不同，CB0C调制的信号的时域波形不 是二值的，而存在多个幅度。这就让发射端和接收端产生这种信号的设备复杂度增加。每 一时刻的信号幅度不能用单比特来表示，而要使用多个比特。在接收机里使用逻辑电路对 这种信号进行相关运算时，多比特的相乘和累加操作都会大大增加接收机的实现复杂度。
发明内容
鉴于上述情况，提出了本发明，进而在确保调制信号满足MB0C定义的条件下改善 现有技术中出现的问题。本发明提供了一种信号调制和解调方法，其中，该信号调制方法用 于使调制后的每一个信道的信号中的两个调制分量在载波相位上互相正交，以使调制后的 信号的所有信道的总频谱满足特定的频谱限制条件，以及该信号解调方法用于利用扩频序 列的互相关性来对经过上述信号调制方法调制的信号进行解调处理。根据本发明的一个方面，信号调制方法包括以下步骤对于第X信道，步骤一，将 服务信号的第X信道基带信号分别与服务信号的第一方波副载波和第二方波副载波相乘， 得到第一二进制偏移载波调制基带信号和第二二进制偏移载波调制基带信号；步骤二，将 第一二进制偏移载波调制基带信号和第二二进制偏移载波调制基带信号乘以不同放大倍 数，使它们的功率比为(1_PX)/PX ；步骤三，使用第一二进制偏移载波调制基带信号来调制 第一射频载波，得到第一射频信号，并同时使用第二二进制偏移载波调制基带信号来调制 第二射频载波，得到第二射频信号；以及步骤四，根据第一射频信号和第二射频信号得到服 务信号的第X信道射频信号，其中，px为第X信道中所述窄带B0C分量和所述宽带B0C分量 的功率比值，以及X表示服务信号的信道号，其中，m是所述服务信号的所述第X信道的频 谱中所述宽带B0C分量的方波副载波频率被1. 023MHz归一化后的结果；n是所述第X信道 的频谱中所述窄带B0C分量的方波副载波频率被1. 023MHz归一化后的结果；px是所述服务信号的所述第X信道的频谱中所述窄带B0C分量和所述宽带B0C分量的功率比值；以及每 一 m、n、px组合对应于一种频谱形状并被预先设定，并且m > n > 0，px彡0。其中，所述预定的频谱限制条件为MB0C(m，n，r)。r是服务信号的总频谱中窄带 B0C分量和宽带B0C分量的功率比值，以及每一 m、n、r组合对应于一种频谱形状并被预先 设定，并且m > n > 0，r彡0。该信号调制方法还包括对于服务信号的第X信道，准备将要发送的二进制扩频 序列；将扩频序列与服务信号的第X信道的二进制电文数据进行异或操作叠加在一起；以 及用矩形非归零码波形对叠加后的序列进行脉冲调制，从而得到服务信号的第X信道基带信号。其中，二进制扩频序列是由扩频序列发生器以速率f。产生的或者被事先存储在 存储器中而以速率f。读取的，f。由MB0C(m，n, px)频谱限制条件中的参数n决定，fc = nXl. 023MHz。当服务信号的第X信道对应于没有二进制电文数据调制的信道时，二进制电文数 据取恒定值逻辑0。第一二进制偏移载波调制基带信号和第二二进制偏移载波调制基带信号被放在 载波的相互正交的相位上发射。在步骤三中，第一射频载波与第二射频载波的频率相同，相位相差Ji /2。在步骤四中，通过第一射频信号和第二射频信号的相加或相减得到服务信号的第 X信道射频信号。在存在两个信道的情况下，当第X信道中的第一二进制偏移载波调制基带信号和 第二二进制偏移载波调制基带信号的功率比Px与第Y信道中的第一二进制偏移载波调制 基带信号和第二二进制偏移载波调制基带信号的功率比Py不等时，第X信道射频信号的总 功率与第Y信道射频信号的总功率的比值为(r-py) / (px-r)，其中，Y表示服务信号的另一信 道号并且取值与X不同。当Px = Py = r时，第X信号射频信号与第Y信道射频信号的总功率相等。根据本发明的另一个方面，该信号解调方法包括以下步骤将接收到的调制信号 进行变频、采样量化处理，以得到数字中频信号，并使数字中频信号与本地复现的同相载波 和正交载波相乘，以得到同相基带信号和正交基带信号；在接收端产生与要接收信道信号 相同的扩频序列，并分别使用两个符号波形来对扩频序列进行脉冲编码调制，以分别得到 本地第一基带信号和本地第二基带信号；使同相基带信号和正交基带信号分别与第一基带 信号和第二基带信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行预定长度的相干积分，以得 到第一同相相关值^和第二同相相关值12与第一正交相关值Qi和第二正交相关值Q2 ；按 照预定规则对第一同相相关值Ii和第二同相相关值12与第一正交相关值Qi和第二正交相 关值Q2进行组合，以得到同相组合相关值I’和正交组合相关值Q’ ；以及使用捕获方法以及 跟踪环路对同相组合相关值I’和正交组合相关值Q’进行处理，以得到解调后的信号。其中，两个符号波形分别为窄带B0C符号波形和宽带B0C符号波形。预定规则为
r对应于要接收信道信号要满足的MB0C(m，n，r)频谱限制条件中的两个分量的功率比。因此，通过本发明的调制方法，能够使一个服务信号的两个信道的总频谱满足 MB0C(m, n, r)频谱限制条件。采用本发明调制方式的每一信道的信号，频谱中均不存在 B0C(n,n)调制分量与B0C(m，n)调制分量之间的互相关的谱，可以在确保总MB0C频谱限制 不变的基础上让不同信道根据不同的应用需要灵活调整频谱形状和相对功率强度。而通过 本发明的解调方法，匹配接收机的复杂度与CB0C信号匹配接收机相当，硬件资源耗费少。
图1是示出了现有技术中各种调制信号的基带波形的示意图。图2示出了现有技术中MB0C(6，1，1/11)调制信号在中心频点左右20MHz范围内 的频谱形状。图3是根据本发明的信号调制方法的流程图。图4是根据本发明的信号解调方法的流程图。图5是根据本发明实施例的调制信号的接收方法的视图。
具体实施例方式下面将参考附图详细描述本发明的各个实施例。应了解，在本发明中，MB0C(m，n, r)频谱限制条件中的m、n、r的具体定义为m是MB0C信号中宽带B0C分量的方波副载波频率被1. 023MHz归一化后的结果，即 m = fs/l. 023MHz ；n是MB0C信号中窄带B0C分量的方波副载波频率被1.023MHz归一化后的结果， 即n = f。/l. 023MHz,并且同时n也是扩频码速率被1. 023MHz归一化后的结果(即，MB0C 信号是两种B0C分量的组合，两种B0C分量的扩频码速率都是nX 1. 023MHz，但方波副载 波频率不同，其中，一种的方波副载波频率是mX 1.023MHz，另一种的方波副载波频率是 nXl. 023MHz)；以及r是总频谱中这两种B0C分量的功率比值。具体地，(m, n, r)只是个限定，这个限定可以由信号设计者预先设定，任意一种m、 n、r组合都对应于一种频谱形状。另外，(m，n，r)限定也可以在信号的具体调制方式设计 之前就被预先设定，然后在这个设计限定的限制之下再设计调制方式。图3是根据本发明的信号调制方法的流程图。如图3所示，根据本发明的信号调 制方法包括以下步骤对于第X信道，S302，将服务信号的第X信道基带信号分别与服务信号的第一方波副载波和第二 方波副载波相乘，得到第一二进制偏移载波调制基带信号和第二二进制偏移载波调制基带 信号；S304，将第一二进制偏移载波调制基带信号和第二二进制偏移载波调制基带信号 乘以不同放大倍数，使它们的功率比为(1_PX)/PX ；S306,使用第一二进制偏移载波调制基带信号来调制第一射频载波，得到第一射 频信号，并同时使用第二二进制偏移载波调制基带信号来调制第二射频载波，得到第二射频信号；以及S308，根据第一射频信号和第二射频信号得到服务信号的第X信道射频信号。其中，px为第X信道所要满足的MB0C(m，n, px)频谱限制条件中的参数px ；以及X 表示服务信号的信道号。m是服务信号的第X信道中宽带B0C分量的方波副载波频率被1. 023MHz归一化后 的结果，n是服务信号的第X信道中窄带B0C分量的方波副载波频率被1. 023MHz归一化后 的结果，Px是服务信号的第X信道频谱中窄带B0C分量和宽带B0C分量的功率比值，以及每 一 m、n、px组合对应于一种频谱形状并被预先设定，并且m > n > 0，px彡0。另外，预定的频谱限制条件为MB0C(m，n，r)。r是所述服务信号的总频谱中所述窄 带B0C分量和所述宽带B0C分量的功率比值，以及每一 m、n、r组合对应于一种频谱形状并 被预先设定，并且m>n>0，r彡0。该信号调制方法还包括对于服务信号的第X信道，准备将要发送的二进制扩频 序列；将扩频序列与服务信号的第X信道的二进制电文数据进行异或操作叠加在一起；以 及用矩形非归零码波形对叠加后的序列进行脉冲调制，从而得到服务信号的第X信道基带信号。其中，二进制扩频序列是由扩频序列发生器以速率f。产生的或者被事先存储在 存储器中而以速率f。读取的，f。由MB0C(m，n, px)频谱限制条件中的参数n决定，fc = nXl. 023MHz。当服务信号的第X信道对应于没有二进制电文数据调制的信道时，二进制电文数 据取恒定值逻辑0。第一二进制偏移载波调制基带信号和第二二进制偏移载波调制基带信号被放在 载波的相互正交的相位上发射。在S306中，第一射频载波与第二射频载波的频率相同，相位相差/2。在S308中，通过第一射频信号和第二射频信号的相加或相减得到服务信号的第X 信道射频信号。在服务信号存在两个信道，且该服务信号的总频谱被限定满足MB0C(m，n, r)频 谱限制条件的情况下，当第X信道中的第一二进制偏移载波调制基带信号和第二二进制偏 移载波调制基带信号的功率比Px与第Y信道中的第一二进制偏移载波调制基带信号和第 二二进制偏移载波调制基带信号的功率比Py不等时，第X信道射频信号的总功率与第Y信 道射频信号的总功率的比值为(r-py)/(px-r)，其中，Y表示服务信号的另一信道号并且取 值与X不同，以及px、py为预定值。当Px = Py = r时，第X信号射频信号与第Y信道射频信号的总功率相等。应了解，在一些卫星导航系统中，同一载波会同时传输多个信道的信号，以针对不 同的应用。例如，可以使用同一路载波同时传输第一服务信号和第二服务信号，而第一服务 信号包含两个信道，分别称为第一服务信号第一信道和第一服务信号第二信道，第二服务 信号也包含两个信道，分别称为第二服务信号第一信道和第二服务信号第二信道。这四个 信道的扩频序列彼此正交。这四个信道的信号通过某种复用方式复合成一个包络恒定的组 合信号。例如，第一服务信号是没有加密的OS信号，第二服务信号是需要授权使用的公共 管制服务信号，两信号都包括数据信道和导频信道这两个信道。
然而，应了解，实际上服务信号不仅仅限于包含两个信道，信道数目的选择完全根 据应用而设定。在本发明中，以第一服务信号和第二服务信号分别包括两个信道为例，当然，这仅 是一种典型情况，每个服务信号可以仅包含一个信道或包含多个信道。在具体实施例中，第一服务信号的两个信道均使用根据本发明的调制方法，从而 使两个信道总的频谱满足MB0C(m，n, r)频谱限制条件。本领域技术人员应了解，由于第一服务信号的两个信道总的频谱满足MB0C(m，n, r)频谱限制条件，因此两个信道各自的频谱可以但并不必需都满足MB0C(m，n，r)频谱限制 条件。例如，可以让第一服务信号第一信道信号和第一服务信号第二信道的频谱都满足 MB0C(m, n, r)限制条件，此时两信道的功率比可以随意设置都可以让总频谱满足MB0C(m， n,r)频谱限制条件。然而，也可以让第一服务信号第一信道信号频谱满足MB0C(m，n，p)限 制条件，P卓r，而第一服务信号第二信道信号频谱满足MB0C(m，n, q)限制条件，q兴r，也 即第一服务信号第一信道信号中B0C(m，n)分量与B0C(n，n)分量的功率比为p/(l_p)，而 第二信道中这一比值为q/(l_q)。在这种情况下，只要两信道的功率比为(r-q)/(p-r)，仍 可令两个信道总的频谱满足MB0C(m，n, r)频谱限制条件。对第一服务信号第一信道，首先准备出要发送的二进制扩频序列lck}，扩频序列 可以实时由扩频序列发生器以速率f。产生，也可以事先存储在存储器中，以速率f。读取。 其中fc的选取由MB0C(m, n, p)频谱限制条件中的参数n决定，有f。= nXl. 023MHz。扩频序列{ck}与第一服务信号第一信道的二进制电文数据通过逻辑异或操作叠 加在一起，叠加后的序列被矩形非归零码波形进行脉冲编码调制，得到第一服务信号第一 信道基带信号& (t)。本领域内技术人员可以理解，如果第一服务信号第一信道对应没有二 进制电文数据调制的信道，例如导频信道，可以看作是二进制电文数据取恒定值逻辑0的 情况。将第一服务信号第一信道基带信号分别与第一服务信号第一方波副载波 和第一服务信号第二方波副载波相乘，其中，第一方波副载波可以写为Ssc;1(t)= sgn [sin (2 ji fct+ 第二方波副载波可以写为 Ssc2 (t) = sgn [sin (2 ji fst+ ￥2)],得到第 一服务信号第一信道第一二进制偏移载波调制基带信号S-fefma)和第一服务信号第一 信道第二二进制偏移载波调制基带信号s-fefma)，表达式为SB0C(fc,fc)1(t) = S1(t)sgn[sin(2 3ifct+￥1)]SB0C(fs,fc)1(t) = S1(t)sgn[sin(2 3ifst+￥2)]其中，fs表示第一服务信号第二方波副载波的频率，由MB0C(m，n, p)频谱限制条 件中的参数m决定，有fs = mX 1. 023MHz。fc是扩频序列的产生速率，同时也是第一方波 副载波的频率。通过将这两个二进制偏移载波调制基带信号乘以不同的放大倍数，将第一二进制 偏移载波调制基带信号s-dfma)的振幅调为As11，第二二进制偏移载波调制基带信号 SB0C(fs, fc)l ⑴的振幅调为as12，使得SBQC(f。 ，fc)l ⑴与 SB0C(fs，fc)1 (t)的功率比为(l_p)/p。对第一服务信号第二信道的处理方法类似，首先将二进制扩频序列与电文数据通 过逻辑异或操作叠加在一起，并使用矩形非归零码波形进行脉冲编码调制，得到第一服务信号第二信道基带信号&(0。本领域内技术人员可以理解，如果第一服务信号第二信道对 应没有二进制电文数据调制的信道，例如导频信道，可以看作是二进制电文数据取恒定值 逻辑0的情况。之后分别与第一服务信号第一方波副载波Ssc;1 (t)和第一服务信号第二方波 副载波Ss。2(t)相乘，得到第一服务信号第二信道第一二进制偏移载波调制基带信号SMe(f。, f。)2(t)和第一服务信号第二信道第二二进制偏移载波调制基带信号SMe(fs,f。)2(t)。之后，通 过将这两个二进制偏移载波调制基带信号乘以不同的放大倍数，将第一二进制偏移载波调 制基市{曰“^" SB0C(fc，fc)2 (t)的振幅调为As21，第二二进制偏移载波调制基带信号SB⑽fs,f。)2(t) 的振幅调为as22,使得SB0C(fc ，fc)2 ⑴与 SB0C(fs，fc)2 (t)的功率比为(l_q)/q。对于第一服务信号第一信道和第二信道，本发明的调制方式均将第一二进制偏移 载波调制基带信号和第二二进制偏移载波调制基带信号放置在载波的一对相互正交的相 位上发射。对第一信道，可以使用第一二进制偏移载波调制基带信号调制第一射频载波 COS^ZTTfRpt+CpO，得到第一射频信号SKF11 (t)。同时，使用第二二进制偏移载波调制基带信 号调制第二射频载波sini^TifRpt+qh)，得到第二射频信号sKF12 (t)。其中，fEF为载波频率， (Pi是第一信道初始载波相位。第一射频载波与第二射频载波频率相同，相位相差n/2。第一射频信号与第二射频信号通过相加或相减得到第一服务信号第一信道的射 频信号，其数学式可以表示为 对第一服务信号第二信道，同样使用第一二进制偏移载波调制基带信号调制第一 射频载波COS(27tfRFt+Cp2)，得到第二信道第一射频信号SKF21(t)。同时，使用第二二进制 偏移载波调制基带信号调制第二射频载波sin(27ifRFt+cp2)，得到第二信道第二射频信号 SEF22 (t)。第二信道第一射频信号与第二信道第二射频信号通过相加或相减得到第一服务信 号第二信道的射频信号，其数学式可以表示为 因此，最终播发的总的第一服务信号包括第一射频信号和第二射频信号。而为了 保证最终播发的总的第一服务信号的频谱满足MB0C(m，n，r)限制条件，当p兴r时，最终播 发的总的第一服务信号中，第一信道射频信号功率&与第二信道射频信号功率&的比值为 (r-q)/(p-r)。当p = q = r时，两信道射频信号功率相等。本领域技术人员应了解，本发明的调制方法是将每一信道的射频信号中第一方波 副载波与第二方波副载波置于载波的两个相互正交的相位上。而这两个信道信号的相对相 位可以是同相也可以是正交，视91与(P2的相对取值而定。91与(P2相差0或Ji时，两个信道 信号中调制第一方波副载波的分量同处于载波的同一相位上，当91与92相差n /2时，两个 信道信号中调制第一方波副载波的分量分处于载波的两个相差n/2的相位上。应了解，采用本发明调制方式的每一信道的信号，频谱中均不存在B0C(n，n)调制 分量与B0C(m，n)调制分量之间的互相关的谱。这是因为这两个调制分量在载波上彼此正 因此，采用本发明的调制方式，服务信号中各信道的功率无需相等，而且每一信道 信号也不需要载波相位相同。例如，在一个实施例中，当存在两个信道时，为了让总频谱满 足MB0C(6，1，1/11)的限制，可以让第一服务信号的第一信道与第二信道的功率比取3/1， 然后第一信道满足MB0C(6，l，l/33)的频谱限制，第二信道满足MB0C(6，1，3/11)的频谱限 制，虽然每个信道都不满足MB0C (6，1，1/11)的总频谱限制，但总频谱满足MB0C (6，1，1/11) 的限制，而且这两个信道的信号的载波相位可以相同也可以彼此正交。因而，采用本发明调制方式可以实现比CB0C调制更为灵活的信道功率配比以及 信道相对相位关系。本领域内技术人员可以理解，不同的MB0C频谱限制使得信号的测距精 度、解调门限、抗多径和干扰能力都有不同。使用本发明调制方式可以在确保总MB0C频谱 限制不变的基础上让不同信道根据不同的应用需要灵活调整频谱形状和相对功率强度。图4是根据本发明的信号解调方法的流程图。如图4所示，根据本发明的信号解 调方法包括以下步骤S402，将接收到的调制信号进行变频、采样量化处理，以得到数字中频信号，并使 数字中频信号与本地复现的同相载波和正交载波相乘，以得到同相基带信号和正交基带信 号；S404，在接收端产生与要接收信道信号相同的扩频序列，并分别使用两个符号波 形来对扩频序列进行脉冲编码调制，以分别得到本地第一基带信号和本地第二基带信号；S406，使同相基带信号和正交基带信号分别与第一基带信号和第二基带信号相 乘，并将结果送入积分清除滤波器进行预定长度的相干积分，以得到第一同相相关值L和 第二同相相关值12与第一正交相关值Qi和第二正交相关值Q2 ；S408,按照预定规则对第一同相相关值^和第二同相相关值12与第一正交相关值 Qi和第二正交相关值Q2进行组合，以得到同相组合相关值I’和正交组合相关值Q’ ；以及S410，使用捕获方法以及跟踪环路对同相组合相关值I’和正交组合相关值Q’进 行处理，以得到解调后的信号。其中，两个符号波形分别为窄带B0C符号波形和宽带B0C符号波形。预定规则为
^ = ^/IrI9+^/rQ1
,^ ，r对应于要接收信道信号要满足的MB0C(m，n，r)频谱限制条件中
的两个分量的功率比。在本发明的实施例中，由于第一服务信号的两个信道使用彼此正交的扩频序列， 所以已知，利用的是扩频序列良好的互相关性，即，在接收端，接收机可以对两个信道的信 号分别处理。图5是根据本发明实施例的调制信号的接收方法的视图。如图5所示，接收到的 信号在经过下变频、采样量化后变为数字中频信号。中频信号sIF首先与本地复现的同相 (I)、正交(Q)载波相乘，得到同相基带信号^和正交基带信号sQ。接收机内部产生与要接 收信道信号相同的扩频序列，并分别使用B0C(m，n)符号波形和B0C(n，n)符号波形对其进 行脉冲编码调制，分别得到本地第一基带信号和本地第二基带信号s2。同相基带信号Sl与本地第一基带信号Sl相乘，送入积分清除(I&D)滤波器进行长
12度为的相干积分，得到第一同相相关值II ；同相基带信号Sl与本地第二基带信号s2相 乘，送入积分清除(I&D)滤波器进行长度为的相干积分，得到第二同相相关值12。正交基带信号sQ与本地第一基带信号Sl相乘，送入积分清除(I&D)滤波器进行 长度为的相干积分，得到第一正交相关值Qi ；正交基带信号sQ与本地第二基带信号s2相 乘，送入积分清除(I&D)滤波器进行长度为的相干积分，得到第二正交相关值Q2。四路相关值Ip 12、Qp Q2按照以下规则进行组合，得到同相组合相关值I’和正交 组合相关值Q’，其中，规则为 其中，r对应这个信道信号要满足的MB0C(m，n, r)限制中的两分量功率比。合并后的同相组合相关值I’和正交组合相关值Q’即可使用传统的捕获方法及跟 踪环路进行处理。因此，与TMB0C信号的匹配接收方法相比，使用本发明调制信号的接收机在本地 省去了时分复用的切换电路。而与CB0C信号匹配接收机相比，当CB0C接收机在本地直接 用多比特产生多值幅度CB0C信号时，虽然其所需I&D滤波器数量是根据本发明的解调方法 所用的I&D滤波器的一半，但多比特相乘与累加的硬件资源耗费显然比本发明的解调方法 要高得多。为了达到本地扩频信号的1比特表达，CB0C接收机同样需要将I&D滤波器数量 加倍并在积分完成后再加权合并。由此可见，本发明的匹配接收机复杂度与CB0C信号匹配 接收机相当。以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技 术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修 改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
一种信号调制方法，用于使调制后的每一个信道的信号中的宽带BOC分量和窄带BOC分量在载波相位上互相正交，以使调制后的信号的所有信道的总频谱满足预定的频谱限制条件，其特征在于，所述信号调制方法包括以下步骤对于第X信道，步骤一，将服务信号的第X信道基带信号分别与所述服务信号的第一方波副载波和第二方波副载波相乘，得到第一二进制偏移载波调制基带信号和第二二进制偏移载波调制基带信号；步骤二，将所述第一二进制偏移载波调制基带信号和所述第二二进制偏移载波调制基带信号乘以不同放大倍数，使它们的功率比为(1-px)/px；步骤三，使用所述第一二进制偏移载波调制基带信号来调制所述第一射频载波，得到第一射频信号，并同时使用所述第二二进制偏移载波调制基带信号来调制所述第二射频载波，得到第二射频信号；以及步骤四，根据所述第一射频信号和所述第二射频信号得到所述服务信号的第X信道射频信号，其中，px表示所述第X信道所要满足的MBOC(m，n，px)频谱限制条件中的一个参数，以及X表示服务信号的信道号，其中，m是所述服务信号的所述第X信道的频谱中所述宽带BOC分量的方波副载波频率被1.023MHz归一化后的结果；n是所述第X信道的频谱中所述窄带BOC分量的方波副载波频率被1.023MHz归一化后的结果；px是所述服务信号的所述第X信道的频谱中所述窄带BOC分量和所述宽带BOC分量的功率比值；并且每一m、n、px组合对应于一种频谱形状并被预先设定，并且m＞n＞0，px≥0。
2.根据权利要求1所述的信号调制方法，其特征在于，所述预定的频谱限制条件为 MBOC(m，η, r)，其中，r是所述服务信号的总频谱中所述窄带BOC分量和所述宽带BOC分量的功率比值，以及 每一 m、η、r组合对应于一种频谱形状并被预先设定，并且m > η > 0，r彡0。
3.根据权利要求2所述的信号调制方法，其特征在于，还包括以下步骤 对于所述服务信号的所述第X信道，准备将要发送的二进制扩频序列；将所述扩频序列与所述服务信号的所述第X信道的二进制电文数据进行异或操作叠 加在一起；以及用矩形非归零码波形对叠加后的序列进行脉冲调制，从而得到所述服务信号的第X信道基带信号。
4.根据权利要求3所述的信号调制方法，其特征在于，所述二进制扩频序列是由扩频序列发生器以速率f。产生的或者被事先存储在存储器 中而以速率f。读取的，其中，f。由MBOC(m，η, ρχ)频谱限制条件中的参数η决定，fc = nXl. 023MHz。
5.根据权利要求3所述的信号调制方法，其特征在于，当所述服务信号的所述第X信道 对应于没有二进制电文数据调制的信道时，所述二进制电文数据取恒定值逻辑0。
6.根据权利要求2所述的信号调制方法，其特征在于，所述第一二进制偏移载波调制 基带信号和所述第二二进制偏移载波调制基带信号被放在载波的相互正交的相位上发射。
7.根据权利要求2所述的信号调制方法，其特征在于，在所述步骤三中，所述第一射频载波与所述第二射频载波的频率相同，相位相差η /2。
8.根据权利要求2所述的信号调制方法，其特征在于，在所述步骤四中，通过所述第一射频信号和所述第二射频信号的相加或相减得到所述服务信号的第X 信道射频信号。
9.根据权利要求2所述的信号调制方法，其特征在于，在存在两个信道的情况下，当所述第X信道中的所述第一二进制偏移载波调制基带信号和所述第二二进制偏移 载波调制基带信号的功率比Px与第Y信道中的所述第一二进制偏移载波调制基带信号和 所述第二二进制偏移载波调制基带信号的功率比Py不等时，所述第X信道射频信号的总功率与第Y信道射频信号的总功率的比值为(r-py)/(Ρχ-r)，其中，Y表示服务信号的另一信道号并且取值与X不同。
10.根据权利要求9所述的信号调制方法，其特征在于，当Px= Py = r时，所述第X信 号射频信号与所述第Y信道射频信号的总功率相等。
11.一种信号解调方法，用于利用扩频序列的互相关性来对经过权利要求1至10中任 一项调制的信号进行解调处理，其特征在于，所述信号解调方法包括以下步骤将接收到的调制信号进行变频、采样量化处理，以得到数字中频信号，并使所述数字中 频信号与本地复现的同相载波和正交载波相乘，以得到同相基带信号和正交基带信号；在接收端产生与要接收信道信号相同的扩频序列，并分别使用两个符号波形来对所述 扩频序列进行脉冲编码调制，以分别得到本地第一基带信号和本地第二基带信号；使所述同相基带信号和所述正交基带信号分别与所述第一基带信号和所述第二基带 信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器进行预定长度的相干积分，以得到第一同相相关 值I1和第二同相相关值I2与第一正交相关值Q1和第二正交相关值Q2 ；按照预定规则对所述第一同相相关值I1和所述第二同相相关值I2与所述第一正交相 关值Q1和所述第二正交相关值Q2进行组合，以得到同相组合相关值I’和正交组合相关值 Q，；以及使用捕获方法以及跟踪环路对所述同相组合相关值I’和所述正交组合相关值Q’进行 处理，以得到解调后的信号。
12.根据权利要求11所述的信号解调方法，其特征在于，所述两个符号波形分别为窄 带BOC符号波形和宽带BOC符号波形。
13.根据权利要求12所述的信号解调方法，其特征在于，所述预定规则为 其中，r对应于要接收信道信号要满足的MBOC (m，η, r)频谱限制条件中的两个分量的 功率比。
全文摘要
本发明提出了一种信号调制和解调方法。该信号调制方法包括对于第X信道，将服务信号的第X信道基带信号分别与服务信号的第一方波副载波和第二方波副载波相乘，得到第一和第二二进制偏移载波调制基带信号；将第一和第二二进制偏移载波调制基带信号乘以不同放大倍数，使其功率比为(1-px)/px；使用第一二进制偏移载波调制基带信号调制第一射频载波，得到第一射频信号，并同时使用第二二进制偏移载波调制基带信号调制第二射频载波，得到第二射频信号；以及根据第一射频信号和第二射频信号得到服务信号的第X信道射频信号。通过本发明，能够使一个服务信号的所有信道的总频谱满足特定的频谱限制条件。
文档编号H04B1/707GK101854326SQ20101018477
公开日2010年10月6日 申请日期2010年5月20日 优先权日2010年5月20日
发明者冯振明, 姚铮, 陆明泉 申请人:清华大学