专利名称：测量接收器的延迟、增益和相位估计的制作方法
技术领域：
本发明总体涉及发射器的延迟、増益和相位的測量，并且更具体地，涉及估计发射器的信号时延并且基于估计出的时延来測量在发射器输出端的发射相位和増益。
背景技术：
发射器中通常增加测量接收器，以用于向发射器返回发射信号功率的測量，而发射器又将该信号功率測量用于发射增益调整。传统测量接收器主要依赖于RMS(均方根)功率估计原理。通过使用RMS方法，被发射的RF信号经由耦合器被反馈至测量接收器。经耦合的发射信号然后由自动增益控制器进行增益控制、并进行解调、滤波、并由ADC(模数转换器)转换为数字波形以用于RMS功率估计。响应于RMS功率估计，发射器调整发射正向增益设置，以保证发射信号功率符合例如由3GPP (第三代合作伙伴项目)、LTE (长期演 迸)、或者其它标准或要求所颁布的系统要求。当功率放大器改变增益状态(例如，从最小増益变为最大増益)时，測量接收器还測量由发射器引入的相移。发射器使用相位測量来实现适当的相位补偿。通过比较发射信号副本的幅度和相位与參考信号的幅度和相位可得到増益和相位估计。对增益估计的理论限制是ー个采样。然而在实际中，増益和相位估计时间取决于在发射器功率放大器中的失真量、在发射器和測量接收器中的噪声、以及在參考信号与复制的发射信号之间所取得的时间对准。可靠的增益和相位估计必须在比获得可靠RMS功率估计所需的时间段短得多的时间段中获得。RMS功率估计通常需要长的观察时间，取决于标准、调制类型、信道带宽及配置，该观察时间在很多情况下大于ー个时隙的持续时间。例如，对于用于PUCCH(物理上行控制信道)或！3USCH (物理上行共享信道)的QPSK (正交相移键控)LTE信号的单个资源块，为了使发射功率估计在可接受的精度级别(例如，0. IdB的误差)内，可能需要多达450 y S。另ー方面，对于QAM(正交幅度调制)LTE信号的单个资源块，发射功率估计可能占用多达10ms。在这两个情况中的估计时间针对同一精度都过长，并且可能超过LTE和WCDMA (宽带CDMA)的时隙持续时间很多。一般逐一时隙地进行发射功率控制。像这样，经过时隙持续时间的一小部分后需要有发射功率的准确估计。此外，更短的測量时间可在发射器平台中节约供电。对于WCDMA，为了获得有意义的功率测量，典型的定时要求是从WCDMA时隙边界开始约25ii S。该严格的定时要求对使用RMS功率測量技术设置了难以负担的约束。传统RMS功率估计技术的另ー弊端在于不产生相位測量。另ー方面，増益和相位估计要求逐一时隙地调整在參考信号和复制的发射信号之间的延迟，以实现期望的估计精度。由于过程、温度和负载效应的变化以及伴随不同信号路径出现(例如，由于滤波等)的延迟，因此需要进行延迟估计。使用參考信号和复制的发射信号之间的固定延迟值会明显降低増益和相位估计精度。由于严格的定时要求，必须采用快速的延迟估计方法，以得到増益和相位估计的期望精度。而且，由于在发射信号副本中存在噪声，所以应采用更高效的方法以对相位进行准确估计。
发明内容
一种发射器，其包括用于测量发射信号的相位和増益的測量接收器。发射信号的副本被输入到測量接收器作为测量信号，该测量信号与參考信号一起用于执行延迟、相位和増益估计。測量接收器将參考信号和測量信号的正交分量转换为相应的振幅和相位信号。使用依赖于在最佳延迟点附近展现出非常显著的敏感性的信噪比(SNR)度量的方法， 可使用參考信号和測量信号的振幅进行延迟估计。也可以使用其它的度量。由測量接收器执行的延迟估计过程对测量信号和參考信号进行时间对准，以得到高度可靠的增益和相位估计。在本文中描述的延迟估计方法可使用比測量接收器的最高采样率低得多的采样率。藉此，通过使用能够实现多路复用多个操作的硬件实现，得到大大减小的功耗和计算时间。由測量接收器实现的相位估计过程使用幅度阈值以允许丢弃在相位估计中可能导致大变化的有噪声的相位样本。根据实施例，通过比较參考信号和測量信号的振幅以确定參考信号与測量信号之间的、在測量接收器处具有第一分辨率的第一时延，可在发射器测量发射信号的相位和增益，其中參考信号可生成发射信号，且测量信号源自发射信号。基于第一时延，在測量接收器处在參考信号与測量信号之间确定具有比第一分辨率更精细的第二分辨率的第二时延。參考信号和測量信号基于第二时延在測量接收器处进行时间对准，并且在參考信号和測量信号进行时间对准之后，对发射信号的相位和增益进行估计。当然，本发明不限于上面的特征和优点。基于阅读以下细节描述并基于观察附图，本领域技术人员应该会意识到额外的特征和优点。
图I示出包括測量接收器的发射器的实施例的框图。图2A和图2B示出包括数字測量接收器的发射器的另ー实施例的框图。图3示出測量接收器的粗延迟估计单元的实施例的框图。图4示出表示在最佳延迟点周围的信号振幅与延迟变化之间的相关程度的图示。图5示出測量接收器的粗延迟估计单元的另ー实施例的框图。图6示出表示在最佳延迟点周围的SNR信号度量与延迟变化之间的相关程度的图
/Jn o图7示出測量接收器的基于硬件的SNR和増益估计器的实施例的框图。图8示出由测量接收器确定最佳细小延迟的实施例。图9示出在參考信号与测量发射信号之间的缩放噪声相关性的图示。图10示出測量接收器的相位估计单元的实施例的框图。图11示出在同一时隙期间对延迟、相位和增益进行多次不同估计的实施例的图
/Jn o
具体实施例方式图I示出包括发射电路和测量接收器110的发射器100的实施例。发射电路包括数字发射电路102，例如基于參考正交信号(Ikef/Qkef)来生成数字正交发射信号(I/Q)的波形发生器；DAC (数模转换器)104，用于将数字I/Q信号转换到模拟域；以及模拟发射电路106，例如功率放大器及自动增益控制器等等，用于基于DAC输出来生成发射信号。本文中描述的延迟、増益和相位估计的实施例与实际的发射器实施方式无关，即，发射器100可以包括或不包括DAC和/或其它特定模拟信号处理电路。耦合器108用来获得发射信号副本，该副本随同正交參考信号IKEF/QKEF—起输入给测量接收器110。测量接收器110具有第一信号处理路径112，以用于对被测模拟信号进行解调、滤波，并将其转换为相应的数字信号正交分量(I EAS/QMEAS)。測量信号处理路径112可包括例如ADC、模拟接收电路等电路，并且能够像发射路径106那样分裂。測量接收器110还具有第二信号处理路径114，以用于对数字參考信号iref/qref进行滤波和延迟。
測量接收器110对參考信号和測量信号的振幅和相位(而非对实际正交信号分量)分开操作，以执行延迟、相位和増益估计。在一个实施例中，測量接收器110包括将数字正交參考信号Iref/Qref的振幅(Akef)和相位(CPref)分离的第一 CORDIC (坐标旋转数字计算机)116 ;以及将数字正交测量信号(Imeas/Qmeas)的振幅(Ameas)和相位((Pmeas)类似分离的第二 CORDIC 118。可以使用其它硬件和/或软件来提取信号的振幅和相位信息。通过对信号的振幅和相位进行分离处理，測量接收器110以低得多的功率水平生成高可靠的延迟、相位和増益(以及可选的失真)估计，如本文中以下将更详细描述。在一个实施例中，测量接收器110包括延迟估计单元120,该延迟估计单元120用于通过比较信号的振幅来确定在參考信号和测量信号之间的第一时延，该第一时延具有第一分辨率并且在本文中被称为粗时延。于是，參考信号被延迟该粗时延，并且延迟估计单元120基于该粗时延确定在參考信号和測量信号之间的第二时延。第二时延具有比粗时延的第一分辨率更精细的第二分辨率，在本文中第二时延被称为细时延。測量接收器110基于细时延对參考信号和測量信号进行时间对准。在參考信号和測量信号被时间对准之后，相位估计单元122、増益估计单元124分别估计发射信号的相位和増益。以这种方式对信号进行时间对准确保当对发射信号的増益和相位进行估计时，发射器100内会增加路径延迟的部件以及过程或环境引起的延迟变量都被考虑在内。图2A和图2B示出发射器100的实施例，其中測量接收器110以数字方式实现。数字发射电路102的数字波形发生器的输出被输入给I/Q DAC 104，I/Q DAC 104又将经模拟生成的信号馈送至模拟发射电路106。在一些实施例中，模拟发射电路106包括増益级、IQ调制器、可变增益级和功率放大器。模拟发射电路106可调整该模拟发射电路106中包含的各个级的増益，以满足特定发射功率需求。模拟发射电路输出馈入耦合器108中，该耦合器108的主输出馈入天线(未示出)中。发射信号的一小部分基于耦合因子(例如，-20dB)得到，并且作为测量信号反馈至测量接收器110。測量信号由衰减器200和低噪声放大器202 (LNA)进行振幅调整、由正交解调器204进行IQ解调、由互补低通滤波器206、208 (LPF)进行滤波，并且使用以高于奈奎斯特(Nyquist)率的采样率(例如156MHz)工作的互补I/Q ADC 210、212来转换到数字域，以使得測量信号和參考信号在没有任何混叠效应的情况下进行比较。在任一种情况中，ADC 210,212的输出由相应的延迟块(delay block) 214、216延迟，由相应的滤波器218、220(SINC1)滤波、由相应的抽取器222、224以因子P抽取、并且由额外相应的滤波器226、228(SINC2)再次滤波，以提供对ADC量化噪声以及存在于ADC输出端的其它损害的适当衰减。DC偏移校正块230、232 (DCOC)对测量信号中的DC偏移进行校正或估计，并且IQ失衡校正単元234对测量信号中的IQ失衡进行校正，随后测量信号被馈入对应的CORDIC 118以将测量I/Q数据流转换为分离的振幅(Ameas)和相位(CPmeas)信号。通往CORDIC 118输入端的信号处理块是任意的，只要给CORDIC 118的最终输入代表测量I/Q信号即可，因而总之不应该被认为是限制。在执行延迟、增益和相位估计之前，从C0RDIC118输出的振幅和相位信号Ameas和(Pmeas由相应的抽取器236、238以降至较低采样率的因子N抽取。比较测量信号与參考信号，以提取可靠的延迟、増益和相位估计。參考信号优选使用与用于测量信号处理路径112中的滤波器218、220相同的滤波器240、242(SINC)进行滤波。随后，经滤波的參考信号通过相应的DC偏移校正块244、246。这么做保证了在信号相互比较之前对參考信号和測量信号提供了同量加权。
參考I/Q信号于是经过相应的延迟元件248、250。该延迟具有预定分量,该预定分量被设置为涵盖发射信号从I/Q DAC输入端环绕至对测量信号进行处理的CORDIC 118的输出端时所经过的往返延迟的大部分。该预定延迟优选涵盖由发射器100的參考及測量信号处理路径112、114引入的延迟，以及由任何模拟和数字滤波引入的群时延和等待时间。測量接收器100的延迟估计单元120确定最佳延迟，以调整该预定延迟从而使得參考信号和測量信号的时间对准更好。最佳延迟在两个步骤中确定。延迟估计单元120首先以较低分辨率估计粗延迟。该粗延迟显著减小了在随后的细延迟估计过程(通过该细延迟估计过程，延迟估计单元120确定细小延迟)期间搜索出的延迟步进的数量。由延迟估计单元120作出的最佳延迟调整基于粗延迟和细小延迟这ニ者。最佳延迟是对參考信号和測量信号进行时间对准所需的延迟的可靠估计。在这两个信号之间的时间未对准可显著降低由測量接收器110执行的増益和相位估计。这对于相位估计过程尤其如此。延迟估计单元120对该延迟进行补偿，以保证高度准确的相位和增益测量。图3示出延迟估计单元120的实施例。仅为了便于说明，接下来參考以156MHz采样的测量信号頂EAS/QMEAS和以52MHz采样的參考信号IKEF/QKEF来描述延迟估计单元120的操作。本领域技术人员应容易意识到，其它采样率也落入本发明的范围之内。因而，关于延迟估计过程的以下描述不应认为是对关于所述采样率的限制。一般而言，接下来描述的延迟估计实施例可应用于任意采样率、通信标准及发射器拓扑。因为I/Q ADC 210,212的输出代表数字測量接收器110内的最高采样率(在这个非限制性示例中为156MHz)，所以通过使用与测量信号处理路径112中的I/Q ADC 210,212的采样率对应的细小延迟步进来得到參考信号和測量信号之间的最佳时间对准分辨率。细延迟的步进是1/156MHZ，且用于将以52MHz采样的參考信号延迟到关于测量信号的ー个或两个步进内。换句话说，由于该细小延迟代表1/52MHZ延迟步进的三分之一，所以该细小延迟采用三个可能值0、1和2中的ー个。由于该细小延迟，在參考信号和測量信号之间的最大时间对准误差是1/156MHZ的二分之一。通过使用与參考信号的采样率(在这个非限制性示例中52MHz)对应的l/52MHz粗分辨率步进来搜索在測量信号与參考信号之间的最好(最佳)粗时间对准，开始延迟估计技术。一旦确定了最佳粗延迟，以更高的分辨率1/156MHZ确定细小延迟，该分辨率对应于测量信号的采样率(在这个非限制性示例中为156MHz)。更详细地，參考信号的振幅Akef由多个连续延迟块300进行延迟，以在不同延迟下得到数个Akef实例。图3示出M个延迟块300，每个块300将Akef (在这个非限制性示例中是52MHz)延迟预定的时间量。像这样，以參考信号采样率提供了 Akef的M个不同延迟版本。在这个非限制性示例中，每个连续延迟块300代表1/52MHZ的递增步迸。S卩，第一延迟块300对应于步进1/52MHZ而第M个延迟块300对应于步进M/52MHz。延迟估计单元120确定整数步进的最佳数量m，其中0 < m < M，M产生最大振幅相关值。特别地，延迟估计单元120以高得多的采样率(例如在这个非限制性示例中为52MHz)采用延迟I至延迟M，后面跟着可编程抽取因子N 302 (例如在这个非 制性示例中N = 6)。当在这个示例中N = 6吋，Akef的每个延迟版本是8. 67MHz。如果N = 5，则Akef的每个延迟形式是10. 4MHz，等等。在抽取之前对參考信号进行延迟，保证了测量信号和參考信号之间可实现的时间对准误差基于參考信号采样率(例如在这个非限制性示例中为52MHz)而同时以因子N降低相关操作(即，相乘和累加)的数量，因而减小了功耗而同时允许延迟估计在很短的时间段内进行。抽取因子N 302可任意高，只要用于延迟、増益和相位估计的最终采样率是足够高，足以保留測量幅度和相位信号以及參考幅度和相位信号的信息(带宽)内容即可。例如，由于8. 67MHz的采样率(52MHz/6)对于保留幅度和相位信号的信息内容是足够高的，因此N = 6可被用于WCDMA。延迟估计单元120还包括相乘单元304和累加单元306。相乘单元304包括M个乘法器，以用于将每个经延迟的、经抽取版本的Akef(參考信号的振幅)和Ameas(測量信号的振幅)相乗。在相乘期间，Ameas与Akef处于相同的采样率(例如当參考信号的采样率是52MHz且N = 6时为8. 67MHz)。类似地，累加单元306包括M个加法器310，用于累加乘法器308的相应输出。由于用于延迟估计的幅度信号处于比測量信号采样率(例如在这个非限制性示例中为156MHz)低得多的采样率(例如在这个非限制性示例中为8. 67MHz)，因此可采用多路复用来实现相乘和累加操作。通过多路复用，可通过使用高得多的ADC时钟频率对所有延迟路径进行并行处理。这使延迟估计能够在非常短的时间段(例如通过使用单个乘法器/累加器而小于10 u s)内进行。由于在抽取之前以更高的采样率对參考信号采用各延迟块300，所以延迟估计过程没有因降低幅度參考信号和測量信号的采样率而受损害。这个情况只要抽取因子N 302不会太高而使得振幅信号和相位信号的带宽内容受到损害时都成立。例如，如果WCDMA信号由測量接收器110处理，则I/Q信号具有I. 92MHz的典型带宽并且对应的振幅信号具有大概4MHz的带宽。这意味着对于156MHz的ADC(测量信号)输出抽样率，输入给延迟估计单元120的參考振幅信号Akef和测量振幅信号Ameas的最终采样率可低至8. 67MHz (例如156MHz/18)而不会有明显的混淆。这个低采样率保证了 4MHz的WCDMA振幅信号以最小的所需(奈奎斯特)采样率进行采样。假设所有乘法器308和加法器110以较高的ADC时钟频率(例如156MHz)运行，则可很容易采用这个比率18来同时处理多个延迟路径。延迟估计单元120所使用的校正长度可例如代表对应于9 ii s (例如基于X = 8. 67MHz的78个样本)的34个WCDMA符号。延迟估计单元120还包括检波器312，以用于识别粗延迟值(1，2，3，…，M)中的哪ー个与累加単元306输出的最大相关值对应。在这个实施例中，最大相关值是通过将每个延迟參考信号的振幅与測量信号的振幅进行相关并且识别最大相关值而生成的。然而，如图4中所示，振幅相关值对于在最佳延迟点周围的延迟变化并不表现出很大程度的敏感性。因此，在带噪声的測量信号的存在下，粗延迟估计可具有+/-I步进的误差(例如在这个非限制性示例中具有1/52MHZ的误差)。这反过来对相位估计具有不利影响。延迟估计単元120可计算与每个经延迟的參考信号和測量信号相关联的SNR(信噪比)度量，以识别最大相关值，而不是将參考信号和測量信号的振幅进行相关来确定最佳粗延迟。图5示出延迟估计单元120的实施例,该延迟估计单元120包括SNR估计器500,其用于基于參考信号和測量信号的SNR计算而非基于振幅相关性来确定最佳粗延迟。SNR估计器500对经延迟的參考信号和測量信号估计SNR度量，并且将与每个经延迟的參考信号和測量信号相关联的SNR度量进行相关，并且识别最大SNR值，并且因而识别对应的最佳粗延迟。在图5中示出的延迟估计单元120类似于在图4中示出的延迟估计单元，除了相乘单元和累加単元被替换为用于确定參考信号和測量信号之间的SNR相关值的SNR估计器500之外。检测器502识别粗延迟值(1，2，3，...，M)中的哪ー个与SNR估计器500生成的 最大SNR相关值对应。在这个实施例中，SNR估计器500计算与每个经延迟的參考信号和測量信号相关联的SNR度量，并且检测器502识别最大SNR相关值。图6是示出“SNR-延迟设置”的曲线图。与图4中示出的振幅相关相反，SNR度量相对于延迟展现出更尖锐的转变。由于实现+/-I步进的误差的概率变得很小，因此这是高度令人期望的。为了更加准确地量化SNR度量，所使用的信号功率可被定义为在延迟估计単元的输入处的測量信号的RMS(均方根)功率。噪声功率是测量振幅信号与參考振幅信号之间的均方差的功率，噪声功率由以下给出
Noise-Power{m,d) = min￡| [GAref(kTs -x)- Ameas(kTs)]2|⑴其中，Aeef和Ameas分别为振幅(包络)參考信号和测量信号，Ts
x = 52MHz ~ 156MHz k 是整数时间索引(k = 0，し…00 )，N = 4, 5,6,, m = 1,2,…M
并且d = 0，1，2 (如上所述)。该噪声功率是整数m和d的函数，m和d分别表示1/52MHZ的粗延迟步进和1/156MHZ的细小延迟步进。延迟估计单元120确定可提供可实现的最佳时间对准的最佳m和d值。一旦得到m和d的最佳值，最大时间对准误差是測量信号采样率(在这个非限制性示例中为1/156MHZ)的一半。为了获得使上述方程式(I)中的噪声功率最小化的最好线性拟合，延迟估计单元120计算
dNoise _ Power(m,ゴ)_。^ (t)-五、Aref、kTs -T )Ameas (JcTs)^其中，E{}表示期望或时间平均。将公式⑵代入方程式⑴中，得到
权利要求
1.一种在发射器处测量发射信号的相位和増益的方法，包括 通过比较用于生成所述发射信号的參考信号和源自所述发射信号的測量信号的振幅，在測量接收器确定所述參考信号与所述测量信号之间的具有第一分辨率的第一时延； 基于所述第一时延，在所述测量接收器确定所述參考信号与所述测量信号之间的具有比所述第一分辨率更精细的第二分辨率的第二时延； 基于所述第二时延在所述测量接收器处对所述參考信号和所述测量信号进行时间对准；并且 在对所述參考信号和所述测量信号进行时间对准之后，估计所述发射信号的相位和增益。
2.根据权利要求I所述的方法，包括使用第一坐标旋转数字计算机分离所述參考信号的振幅和相位，使用第二坐标旋转数字计算机分离所述測量信号的振幅和相位。
3.根据权利要求I所述的方法，包括 在单个时隙期间在多个不同时间确定所述第一时延和所述第二时延；并且在所述时隙期间，毎次确定所述第一时延和所述第二时延时，对所述參考信号和所述測量信号进行时间对准并估计所述发射信号的相位和増益。
4.根据权利要求I所述的方法，包括基于所述第一时延和所述第二时延对所述參考信号和所述测量信号的多个振幅样本进行时间对准。
5.根据权利要求4所述的方法，包括 确定所述测量信号的所述振幅样本是否降到阈值下方；并且 将与降到所述阈值下方的振幅样本对应的所述测量信号的每个相位样本排除在所述发射信号的相位的測量之外。
6.根据权利要求I所述的方法，包括 使用第一分辨率步进搜索在所述參考信号和所述测量信号之间的第一最佳时间对准； 依据所述第一最佳时间对准对所述參考信号和所述测量信号进行粗对准； 使用比所述第一分辨率步进更精细的第二分辨率步进，捜索经粗对准的參考信号和测量信号之间的第二最佳时间对准；并且 依据所述第二最佳时间对准对所述參考信号和所述测量信号进行精细对准。
7.根据权利要求6所述的方法，包括 将所述測量信号以第一速率输入相关器； 对所述參考信号进行延迟以形成处于不同延迟的多个经延迟的參考信号，所述參考信号当被延迟时处于比所述第一速率更高的第二速率； 将每个经延迟的參考信号的速率减小至所述第一速率以输入所述相关器；并且以大于所述第一速率和所述第二速率的第三速率操作所述相关器，以确定所述第一最佳时间对准，所述第一最佳时间对准与得到由所述相关器生成的最大相关值的延迟对应。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述第三速率等于或大于奈奎斯特率。
9.根据权利要求7所述的方法，包括以所述第三速率确定所述第二时延。
10.根据权利要求7所述的方法，其中，所述最大相关值是通过将每个经延迟參考信号的所述振幅与所述测量信号的振幅进行相关并且识别最大相关值而生成的最大振幅相关值。
11.根据权利要求7所述的方法，其中，所述最大相关值是通过计算与每个经延迟參考信号和所述测量信号相关联的SNR度量并且识别最大相关值而生成的最大SNR或相关值。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述SNR度量对应于所述测量信号的RMS功率关于所述测量信号振幅和參考信号振幅之间的均方差的比值。
13.根据权利要求7所述的方法，包括 确定用于对所述參考信号进行延迟的所述不同延迟中的每个延迟的缩放噪声值； 识别最小缩放噪声值及对应的延迟； 确定对应于所述第三速率与所述第一速率的比值的整数(N)； 选择与所述最小缩放噪声值最接近的N-I个所述缩放噪声值；并且 基于所述最小缩放噪声值和所选出的N-I个缩放噪声值确定所述第二最佳时间对准。
14.根据权利要求13所述的方法，包括 基于所述最小缩放噪声值和所选出的N-I个缩放噪声值形成抛物线；并且 识别所述抛物线顶点作为所述第二最佳时间对准。
15.根据权利要求13所述的方法，包括 与关联于最小缩放噪声值(Yl)的延迟比较，选择与下ー个最小延迟关联的缩放噪声值(YO);与关联于Yl的延迟比较，选择与下ー个最大延迟关联的缩放噪声值(Y2)； 如果2XY2 > Y0+Y1，则选择与Yl和Y2关联的延迟之间的点作为所述第二时延； 如果2XY0 > Y1+Y2，则选择在与YO和Yl关联的延迟之间的点作为所述第二时延；并且 否则选择与Yl关联的延迟作为所述第二时延。
16.如权利要求15所述的方法，其中， 所述点之间的间距对应于所述第二分辨率步迸。
17.—种发射器,包括 发射电路，用于发射基于參考信号生成的信号；以及测量接收器，用于 通过比较所述參考信号的振幅与源自发射信号的測量信号的振幅，确定在所述參考信号与所述测量信号之间的具有第一分辨率的第一时延； 基于所述第一时延确定在所述參考信号与所述测量信号之间的具有比所述第一分辨率更精细的第二分辨率的第二时延； 基于所述第二时延对所述參考信号和所述测量信号进行时间对准；并且 在对所述參考信号和所述测量信号进行时间对准之后，估计所述发射信号的相位和增益。
18.根据权利要求17所述的发射器，其中，所述测量接收器包括用于分离所述參考信号的振幅和相位的第一坐标旋转数字计算机，以及用于分离所述测量信号的振幅和相位的第二坐标旋转数字计算机，。
19.根据权利要求17所述的发射器，其中，所述测量接收器用于在单个时隙期间在多个不同时间确定所述第一时延和所述第二时延；并在所述时隙期间每次确定所述第一时延和所述第二时延时对所述參考信号和所述测量信号进行时间对准并估计所述发射信号的相位和増益。
20.根据权利要求17所述的发射器，其中，所述测量接收器用于基于所述第一时延和所述第二时延对所述參考信号和所述测量信号的多个振幅样本进行时间对准。
21.根据权利要求20所述的发射器，其中，所述测量接收器包括相位估计单元，所述相位估计单元用于确定所述测量信号的振幅样本是否降到阈值下方，并且将与降到所述阈值下方的振幅样本对应的所述测量信号的每个相位样本排除在对所述发射信号的相位的测量之夕卜。
22.根据权利要求17所述的发射器，其中，所述测量接收器用于使用第一分辨率步进捜索在所述參考信号和所述测量信号之间的第一最佳时间对准，依据所述第一最佳时间对准对所述參考信号和所述测量信号进行粗对准，使用比所述第一分辨率步进更精细的第二分辨率步进搜索经所述粗对准的參考信号和測量信号之间的第二最佳时间对准，并且依据所述第二最佳时间对准对所述參考信号和所述测量信号进行精细对准。
23.根据权利要求22所述的发射器，其中，所述测量接收器包括相关器，所述相关器用于以第一速率输入所述测量信号，并且，其中所述测量接收器用于以不同延迟对所述參考信号进行延迟以形成多个经延迟的參考信号，所述參考信号当被延迟时处于比所述第一速率高的第二速率；将所述每个经延迟參考信号的速率减小至所述第一速率以输入所述相关器；并且以大于所述第一速率和所述第二速率的第三速率来操作所述相关器，以确定所述第一最佳时间对准，所述第一最佳时间对准对应于得到由所述相关器生成的最大相关值的延迟。
24.根据权利要求23所述的发射器，其中，所述第三速率等于或大于奈奎斯特率。
25.根据权利要求23所述的发射器，其中，所述测量接收器用于以所述第三速率确定所述第二时延。
26.根据权利要求23所述的发射器，其中，所述测量接收器用于通过将每个经延迟參考信号的所述振幅与所述测量信号的振幅进行相关并且识别最大相关值，从而确定所述最大相关值。
27.根据权利要求23所述的发射器，其中，所述测量接收器用于通过计算与每个经延迟參考信号和所述测量信号关联的SNR度量并且识别最大相关值，从而确定最大相关值。
28.根据权利要求27所述的发射器，其中，所述SNR度量对应于所述测量信号的RMS功率关于所述测量信号的振幅与參考信号的幅度之间的均方差的比值。
29.根据权利要求23所述的发射器，其中，所述测量接收器用于确定用于对所述參考信号进行延迟的所述不同延迟中的每个延迟的缩放噪声值，识别最小缩放噪声值及对应的延迟，确定对应于所述第三速率与所述第一速率的比值的整数(N)，选择与所述最小缩放噪声值最接近的N-I个缩放噪声值，并且基于所述最小缩放噪声值和所选出的N-I个缩放噪声值确定所述第二最佳时间对准。
30.根据权利要求29所述的发射器，其中，所述测量接收器用于基于所述最小缩放噪声值和所选出的N-I个缩放噪声值形成抛物线；并且识别所述抛物线顶点作为所述第二最佳时间对准。
31.根据权利要求29所述的发射器，其中，所述测量接收器用于与关联于最小缩放噪声值(Yl)的延迟比较，选择与下ー个最小延迟关联的缩放噪声值(YO)，并且与关联于Yl的延迟比较，选择与下ー个最大延迟关联的缩放噪声值(Y2);如果2XY2 > Y0+Y1，则选择与Yl和Y2关联的延迟之间的点作为所述第二时延，如果2XY0 > Y1+Y2，则选择与YO和Yl关联的延迟之间的点作为所述第二时延，并且否则，选择与Yl关联的延迟作为所述第二时延。
32.如权利要求31所述的发射器，其中，所述点之间的间距对应于所述第二分辨率步迸。
全文摘要
通过比较用于生成发射信号的参考信号和源自该发射信号的测量信号的振幅，在测量接收器确定参考信号与测量信号之间的具有第一分辨率的第一时延，从而在发射器测量发射信号的湘味和增益。基于该第一时延，在测量接收器确定参考信号与测量信号之间的具有比第一分辨率更精细的第二分辨率的第二时延。基于第二时延在测量接收器对参考信号和测量信号进行时间对准，并且在对参考信号和所述测量信号经时间对准之后，估计发射信号的相位和增益。
文档编号H04B17/00GK102668421SQ201080058452
公开日2012年9月12日 申请日期2010年12月3日 优先权日2009年12月21日
发明者尼古劳斯·克莱默, 张志航, 韦尔·阿尔-卡克 申请人:意法爱立信有限公司