专利名称：校准相位和增益失配的直接转换接收器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种射频(RF)信号接收器，更具体地涉及一种直接转换RF信号接收器。
背景技术：
直接转换方法是一种通过混频RF信号与本机振荡信号将RF频带中的信号下变频成基带信号的方法。也就是，RF频带信号被直接转换成基带信号，而不被转换成中频(IF)频带信号随后转换成基带信号。通常，前者被称作外差方法，而后者被称作直接转换方法。
图7示出了一种常规直接转换接收器(下文称作DCR)的图。当常规DCR接收RF信号时，低噪声放大器110放大RF信号，变压器120将所放大的RF信号转换成差分信号。通过多相滤波器130，差分信号被转换成同相差分(I_WRF)和正交相位移差分信号(Q_WRF)，并被输入到下转换混频器单元710。混频器单元710包括第一混频器711和第二混频器712，分别用于混频同相差分信号(I_WRF)与第一本机振荡信号(OS1)和第二本机振荡信号(OS2)；第三混频器713和第四混频器714，分别用于混频正交相位移差分信号(Q_WRF)与第一和第二振荡信号(OS1，OS2)；以及滤波器721到724，用于对各个混频器711到714的输出进行低通滤波。这里，第二本机振荡信号(OS2)具有与第一本机振荡信号(OS1)相同的振荡频率，但是具有与第一本机振荡信号(OS1)的90°相位差。
减法器从第一混频器711的输出信号(II)减去第四混频器714的输出信号(QQ)，以便输出I通路信号(I_PATH)。加法器将第二混频器712的输出信号(IQ)与第三混频器713的输出信号(QI)相加，以便输出Q通路信号(Q_PATH)。I通路信号(I_PATH)和Q通路信号(Q_PATH)是从RF信号转换的基带信号。
具有如图7所示的结构的DCR通常具有相位和增益失配。在多相滤波器130和混频单元710中发生DCR中的相位和增益失配。理想的是，从多相滤波器130输出的同相差分信号(I_WRF)和正交相位移差分信号的相位差(Q_WRF)是90°，但是实际的相位差不是这样的。而且，理想的是，被提供到混频器711到714的第一和第二本机振荡信号(OS1，OS2)的相位差是90°，以及混频器711到714的输出信号的增益是相同的。然而，第一和第二本机振荡信号(OS1，OS2)的相位差实际上是90±φ，从而导致相位失配。而且，在混频器的输出信号中也出现了增益失配。
如果如上所述在DCR中出现相位和增益失配，则所接收的信号的出错率由于失配而增加，或者信号保真度降低。因此，为了防止信号失真和获取想要的信号，识别DCR中的相位和增益失配度的角度并且校准所述失配是非常重要的。
然而，为了解决所述相位失配，常规方法集中于产生本机振荡信号的本机振荡器。即，大多数的努力在于产生没有相位失配的本机振荡信号。然而，根据常规方法，本机振荡器的实现很困难或者实现成本增加，从而导致对消除失配的限制。
发明内容
本发明提供一种直接转换接收器(DCR)，通过估计相位失配和增益失配随后校准所述失配而最小化被转换的射频RF信号的失真。
根据本发明的一方面，提供一种直接转换接收器，所述直接转换接收器包括变压器，用于将射频(RF)信号转换成差分信号；多相滤波器，用于接收所述差分信号并且产生同相差分信号和正交相位移差分信号；同相混频器，用于将所述同相差分信号分别与第一本机振荡器信号和第二本机振荡器信号混频；正交相位移混频器，用于将所述正交相位移差分信号分别与所述第一本机振荡器和第三本机振荡器信号进行混频，并且从混频中产生低通滤波信号；以及失配估计单元，根据所述同相混频单元和所述正交相位移混频单元的输出信号，估计所述多相滤波器的相位失配和/或所述同相混频器和所述正交相位移混频器的相位失配，以便响应所述失配估计单元的输出信号，可以最小化DCR的相位失配产生的失真。
在所述直接转换接收器中，所述同相混频器和所述正交相位移混频器的相位失配能够响应所述失配估计单元的输出信号而被调节用来校准来自多相滤波器的信号中的失配。所述同相混频器包括第一混频器，用于将所述同相差分信号与第一本机振荡器混频；以及第二混频器，用于将所述同相差分信号与所述第二本机振荡器信号混频；以及所述正交相位移混频器包括第三混频器，用于将所述正交相位移差分信号与所述第一本机振荡器信号混频；以及第四混频器，用于将所述正交相位移差分信号与所述第三本机振荡器信号混频。所述第二本机振荡器信号和所述第一本机振荡器信号的相位差是90°加上一个相位校准系数，以及所述第三本机振荡器信号和所述第一本机振荡器信号的相位差是90°减去相同的相位校准系数。所述同相混频器还包括固定的移相器，用于对所述第一本机振荡器信号进行移相和输出一个信号；和第一可变移相器，用于对所述固定的移相器的输出信号移相一个所述相位校准系数，并且输出结果作为所述第二本机振荡器信号。相似的，所述正交相位移混频器还包括第二可变移相器，用于对固定的移相器的输出信号移相负的所述可变相位校准系数，并且输出结果作为所述第三本机振荡器信号。
根据本发明的另一方面，提供一种直接转换接收器，包括变压器，用于将射频(RF)信号转换成差分信号；多相滤波器，用于接收差分信号，并且产生同相差分信号和正交相位移差分信号；同相混频器，用于将所述同相差分信号分别与第一本机振荡器信号和第二本机振荡器信号进行混频；正交相位移混频器，用于将所述正交相位移差分信号分别与所述第一本机振荡器和第二本机振荡器信号进行混频，并且对所述信号低通滤波；以及失配估计单元，根据所述同相混频器和所述正交相位移混频器的输出信号，估计多相滤波器的增益失配，从而响应所述失配估计单元的输出信号，DCR的增益失配可以被调节用来最小化失真。
根据本发明的再一方面，提供一种直接转换接收器(DCR)，包括变压器，用于将RF信号转换成差分信号；多相滤波器，用于接收所述差分信号，并且产生同相差分信号和正交相位移差分信号；差分信号加法器，用于将所述同相差分信号与所述正交相位移差分信号相加，并且产生一个相加的差分信号；差分信号减法器，用于从所述同相差分信号减去所述正交相位移差分信号，并且产生一个被减去的差分信号；混频器单元，用于将所相加的差分信号与第一本机振荡信号混频，并且将所减去的差分信号与第二本机振荡信号混频；以及失配估计单元，根据所述混频单元输出的信号，估计DCR相位失配，从而可以响应所述失配估计单元的输出信号最小化DCR的增益失配根据本发明的另一方面，提供一种直接转换接收器(DCR)，包括变压器，用于将RF信号转换成差分信号；多相滤波器，用于接收所述差分信号，并且产生同相差分信号和正交相位移差分信号；差分信号加法器，用于将所述同相差分信号与所述正交相位移差分信号相加，并且产生一个相加的差分信号；差分信号减法器，用于从所述同相差分信号减去所述正交相位移差分信号，并且产生一个被减去的差分信号；混频器单元，用于将所相加的差分信号与第一本机振荡信号混频，并且将所减去的差分信号与第二本机振荡信号混频；以及失配估计单元，根据所述混频单元的输出信号，估计多相滤波器的增益失配或混频器单元的增益失配，其中响应所述失配估计单元的输出信号来调节所述多相滤波器或所述混频器单元的增益失配。
根据本发明的另一方面，为了商业目的可以批量生产减少组件的被校准的直接转换接收器(DCR)，其用于最小化被转换的射频RF信号的失真，因为它们被校准了包含在批量生产的多相滤波器中的相位/增益失配而不包含或不必包含失配估计单元。被校准的减少组件的DCR可以包括固定或可调节的移相器和/或可调节的增益调节器用以初始校准或再校准。
一种用于输出所述减少组件的被校准的直接转换接收器(DCR)的方法，包括步骤提供用于产生具有相位失配和/或增益失配的同相差分信号和正交相位移差分信号的多相滤波器；提供用于将所述同相差分信号与第一本机振荡信号混频的第一混频器；提供用于将所述正交相位移差分信号与第二本机振荡信号混频的第二混频器；以及提供下列至少一个移相器，用于将所述第一本机振荡信号移相90°加上一个用于校准所述多相滤波器的相位失配的相位校准系数的值，并且输出结果作为第二本机振荡信号；和/或可变增益调节器，用于调节来自用于校准多相滤波器的增益失配的所述第一混频器和/或第二混频器输出的信号的增益。
通过参考附图来详细描述本发明的优选实施例，本发明的上述方面和优点将变得更加明显，其中图1示出了根据本发明优选实施例的直接转换接收器(DCR)的方框图；图2示出了估计和校准根据图1所示的本发明优选实施例的DCR中的相位失配的过程图；图3示出了估计和校准根据图1所示的本发明优选实施例的DCR中的增益失配的过程图；图4示出了图1所示的失配估计单元的详细图；图5示出了当估计相位和增益失配时根据本发明另一优选实施例的DCR的结构方框图；图6示出了当接收RF信号时根据本发明另一优选实施例的DCR的结构方框图；以及图7示出了常规DCR的图。
具体实施例方式
参考图1，根据本发明优选实施例的DCR包括低噪声放大器110、变压器120、多相滤波器130、混频单元140、减法器181、加法器182、以及失配估计单元190。
低噪声放大器110接收和放大RF信号。变压器120将放大的RF信号转换成0°和180°的差分信号。
多相滤波器130接收0°和180°的差分信号作为具有0°、90°、180°以及270°相位的输入和输出信号。0°和180°的信号被分别输入到多相滤波器130的90°和270°输入端。多相滤波器130接收0°和180°的差分信号，并且输出一个同相(0°和180°)差分信号(I_WRF)，和一个正交(90°和270°)相位移差分信号(Q_WRF)。
混频单元140包括同相第一和第二混频器141和142，正交相位移第三和第四混频器143和144，本机振荡器151，90°移相器152，可变移相器153和154，可变增益调节器161和162，以及低通滤波器171到174。在本实施例中，为了解释方便，假设本机振荡器151、90°移相器152、可变移相器153和154、可变增益调节器161和162、以及低通滤波器171到174包含在混频单元140中。
第一和第二同相混频器141和142接收从多相滤波器130输出的同相差分信号(I_WRF)，并且将其分别与第一本机振荡信号(OS1)和第二本机振荡信号(OS2)混频。
第一和第二本机振荡信号(OS1，OS2)是具有预定振荡频率(WLO)的振荡信号。如果在多相滤波器130中不存在相位失配，则第一和第二振荡信号(OS1，OS2)最好具有90°相位差。然而，由于在多相滤波器130中出现了相位失配(ε1)，所以在本发明的实施例中，第一和第二本机振荡信号(OS2)的相位差被设置为90+ε2，以便校准多相滤波器130中的相位失配(ε1)。这里ε2是个可变值。
本机振荡器151产生具有振荡频率(WLO)的第一本机振荡信号(OS1)。第二本机振荡信号(OS2)与第一本机振荡信号(OS1)的相位差是90+ε2°。为了产生如上所述的第二本机振荡信号(OS2)，第一本机振荡信号(OS1)被90°移相器152移相90°，并且随后被可变移相器153移相ε2°。这里，ε2根据失配估计单元190的输出而变化。
因此，第一混频器141将同相差分信号(I_WRF)与第一本机振荡信号(OS1)混频，并且第二混频器142将同相差分信号(I_WRF)与第二本机振荡信号(OS2)混频。
第三和第四正交相位移混频器143和144接收从多相滤波器130输出的正交相位移差分信号，并且将其分别与第一本机振荡信号(OS1)和第三本机振荡信号(OS3)混频。更具体地，第三混频器143将正交相位移差分信号(Q_WRF)与第一本机振荡信号(OS1)混频，第四混频器144将正交相位移差分信号((Q_WRF)与第三本机振荡信号(OS3)混频。这里，第三本机振荡信号(OS3)与第一本机振荡信号(OS1)相位差是90-ε2°。为了产生如上所述的第三本机振荡信号(OS3)，第一本机振荡信号(OS1)被90°移相器152移相90°，并且随后被可变移相器154再次移相-ε2°。
如下面将解释的，ε2被用来校准来自多相滤波器130的相位失配(ε1)，并且值ε2响应由失配估计单元190的失配估计结果而变化。
第一和第二混频器141和142的输出信号分别经由第一和第二低通滤波器171和172发送，以便消除高频噪声。第三和第四混频器143和144的输出信号分别通过可变增益调节器161和162，以便消除任何高频噪声，并且随后通过第三和第四低通滤波器173和174发送。可变增益调节器161和162被用来校准来自多相滤波器130的增益失配。所述增益是响应失配估计单元190的输出而被调节的。下面将对其进行详细解释。
减法器181将第四低通滤波器174的输出信号从第一低通滤波器171的输出信号中减去，并且输出一个I通路信号(I_PATH)。加法器182将第二低通滤波器172的输出信号与第三低通滤波器173的输出信号相加，并且输出一个Q通路信号(Q_PATH)。该I通路信号(I_PATH)和Q通路信号(Q_PATH)是从RF信号转换的基带信号。
失配估计单元190接收I通路信号(I_PATH)和Q通路信号(Q_PATH)，并且估计相位失配和增益失配。
图2示出了用于解释估计和校准在根据图1所示的本发明优选实施例的DCR中的相位失配的过程图。
首先，假设由于多相滤波器130中的相位失配(ε1)，从多相滤波器130输出的差分信号(I_WRF，Q_WRF)之间的相位差ε1出现。当然多相滤波器130的相位失配(ε1)在被失配估计单元190估计之前不能被识别。为了最小化DCR的整个相位失配并且校准多相滤波器130的相位失配(ε1)，混频器单元140的相位失配(±ε2)被调节。换句话说，尽管在多相滤波器130中出现的相位失配(ε1)的角度不能被识别，但是本发明提供一种通过估计和校准多相滤波器130的相位失配(ε1)来最小化DCR的整个相位失配的方法和装置。
为此，被提供到第一混频器141的本机振荡信号(OS1)与被提供到第二混频器142的本机振荡信号(OS2)的相位差被设置为90+ε2，其中ε2根据失配估计单元190的输出而变化。而且，被提供到第三混频器143的本机振荡信号(OS1)与被提供到第四混频器144的本机振荡信号(OS3)被设置为90-ε2。
或者，被提供到第一混频器141的本机振荡信号(OS1)与被提供到第二混频器142的本机振荡信号(OS2)的相位差被设置为90-ε2，以及被提供到第三混频器143的本机振荡信号(OS1)与被提供到第四混频器144的本机振荡信号(OS3)被设置为90+ε2。也就是，第一混频器141与第二混频器142的相位失配以及第三混频器143与第四混频器144的相位失配具有相同的值，但是符号相反。
当使失配估计单元190的输出最小时，混频器(在141与142之间，和在143与144之间)之间的相位失配(ε2)是一个用于校准多相滤波器130的相位失配(ε1)的值。改变混频器(在141与142之间，和在143与144之间)之间的相位失配(ε2)(也称作“相位校准系数(ε2)”)能够搜索到使失配估计单元190的输出最小时的值(即，校准相位误差(ε1))。
在本发明的实施例中，通过根据失配估计单元190的估计结果来调节混频单元140中的相位校准系数(ε2)，DCR的整个相位失配被最小化或者消除。因此，通过将在多相滤波器130中出现的相位失配(ε1)认作一个固定值，以及通过改变混频单元140中的相位校准系数(ε2)，在DCR的整个失配被最小化时估计值ε2。
或者，在本发明的其它实施例中，也可以固定在混频单元140中出现的相位失配(ε2)和改变在多相滤波器130中出现的相位失配(ε1)，从而可以最小化DCR的整个相位失配。
图3示出了用于解释估计和校准在根据图1所示的本发明优选实施例的DCR中的增益失配的过程图。
假设由于多相滤波器130中的增益失配(ΔA1)，从多相滤波器130中输出的差分信号(I_WRF，Q_WRF)之间的增益差ΔA1出现。这里，假设同相差分信号(I_WRF)的增益比正交相位移差分信号(Q_WRF)的增益大ΔA1。当然，多相滤波器130的增益失配(ΔA1)在被失配估计单元190的估计之前不能被识别。
改变混频单元140的增益失配(ΔA2)(也称作增益校准系数(ΔA2))，使在失配估计单元190的输出被最小化处能够发现增益校准系数(ΔA2)的值。通过这样做，多相滤波器130的增益失配(ΔA1)也被估计。换句话说，尽管在多相滤波器130中出现的增益失配ΔA1的程度不能被识别，但是本发明提供了一种通过估计和校准多相滤波器130的增益失配(ΔA1)来最小化DCR的整个增益失配的方法和装置。
为此，可变增益调节器161和162被放置在第三和第四混频器143和144的输出端，从而第三和第四混频器143和144的输出信号的增益比第一和第二混频器141和142的增益大ΔA2。可以用可变放大器和/或可变衰减器来实现可变增益调节器161和162。在本实施例中虽然可变增益调节器161和162放置在第三和第四混频器143和144的输出端，在本发明的替代实施例中，它们可以替换放置在第三和第四混频器143和144的输入端(有或没有合并)，或在第一和第二混频器141和142的输入端或输出端。从而，可变增益调节器或多个调节器161和162将被放置在同相差分信号(I_WRF)的通路和/或正交相位移差分信号(Q_WRF)的通路上，因此同相差分信号(I_WRF)的通路与正交相位移差分信号(Q_WRF)的通路之间的增益失配是ΔA2。“同相差分信号(I_WRF)的通路”表示从多相滤波器130的输出端通过第一和第二混频器141和142到加法器182和减法器181的通路，而“正交相位移差分信号(Q_WRF)的通路”表示从多相滤波器130的输出端通过第三和第四混频器143和144到加法器182和减法器181的通路。
因此，改变混频器单元140中的增益失配，即，改变同相差分信号(I_WRF)的通路与正交相位移差分信号(Q_WRF)的通路之间的增益校准系数ΔA2，能够搜索到失配估计单元190的输出被最小化的ΔA2的值。当失配估计单元190的输出被最小化时，混频器单元140的增益失配(ΔA2)是一个用于校准多相滤波器130的增益失配(ΔA1)的值。
在本发明的该实施例中，通过调节混频器单元140中的增益失配(ΔA2)，根据失配估计单元190的估计结果，DCR的整个增益失配被最小化和或消除。因此，通过将在多相滤波器130中出现的增益失配(ΔA1)看作一个固定值，以及通过改变混频器单元140的增益失配(ΔA2)，在DCR的整个增益失配被最小化处估计增益失配系数(ΔA2)的值。
或者，在本发明的其它实施例中，也能够固定在混频器单元140中出现的增益失配(ΔA2)和改变多相滤波器130的增益失配(ΔA1)，从而DCR的整个增益失配能够被最小化。
为了解释通过上述方法来最小化DCR的整个增益失配和相位失配的原理，根据图1所示的本发明示例性实施例，假设具有预定频率(WRF)的余弦信号被作为一个RF接收信号输入到DCR。然后，从第一到第四低通滤波器171到174的信号(II，IQ，QI，QQ)可以通过下列等式1表示II(t)＝(1+ΔA1)cos(Δwt)/4IQ(t)＝(1+ΔA1)sin(Δwt+ε2)/4QI(t)＝(1+ΔA2)sin(Δwt+ε1)/4QQ(t)＝(1+ΔA2)cos(Δwt+ε1-ε2)/4......(1)如上所述，ΔA1表示多相滤波器130中的增益失配，ε1表示多相滤波器130中的相位失配。ΔA2表示混频器单元140中的增益失配，并被用来校准多相滤波器130中的增益失配(ΔA1)。ε2表示混频器单元140中的相位失配，并被用来校准多相滤波器130中的相位失配(ε1)。
由于通过从第一低通滤波器171的输出信号(II)中减去第四低通滤波器174的输出信号(QQ)可以获得I通路信号(I_PATH)，I通路信号(I_PATH)可以表示为如下等式2
(II-QQ)(t)]]> 由于通过将第二低通滤波器172的输出信号(IQ)与第三低通滤波器173的输出信号(QI)相加可以获得Q通路信号(Q_PATH)，Q通路信号(Q_PATH)可以表示为如下等式3(IQ-QI)(t)]]> 失配估计单元190对I通路信号(II-QQ)和Q通路信号(IQ+QI)分别平方，并且将这两个平方的信号相加。
图4示出了图1所示的失配估计单元190的详细图。参看图4，失配估计单元190包括用于分别平方I通路信号(II-QQ)和Q通路信号(IQ+QI)的平方单元191和192、加法器193、和低通滤波器194。失配估计单元190对I通路信号(II-QQ)和Q通路信号(IQ+QI)分别平方，将两个已平方的信号相加，低通滤波所相加的信号，并且将结果输出作为被估计的失配值。失配估计单元的输出被馈送到多相滤波器130或混频器单元140，从而能够调节多相滤波器130或混频器单元140中的相位/增益失配。
在下列表达式4中， 假设多相滤波器130的增益失配(ΔA1)、混频器单元140的增益失配(ΔA2)、这两种增益的差(ΔA1-ΔA2)、以及多相滤波器130的相位失配与混频器单元140的相位失配之间的差(ε1-ε2)远小于1。如果表达式4的条件应用到等式2和3，则等式2和3被简化表示为下列等式5
如果使用等式5，则通过分别平方I通路信号和Q通路信号而获得的值如下列等式6所示 等式6示出了仅有一对被估计的变量(即校准系数)，其能够最小化通过分别平方I通路信号和Q通路信号而获得的值，并且将结果相加。可以互相独立地获得每个变量。因此，在等式6中，当每个被平方的项被最小化时，则整个值被最小化。而且，由于增益变量和相位变量互相独立，则可以通过固定一个被平方的项和改变其它被平方的项来获得每个变量。因此，计算量大大减少。
图5是根据本发明的另一个优选实施例的DCR的方框图。图5所示的DCR具有用于估计和补偿相位和增益失配的结构，也就是用于校准相位和增益失配的结构。
参考图5，根据本发明实施例的DCR包括低噪声放大器110、变压器120、多相滤波器130、加法器511、减法器512、混频器单元520、以及失配估计单元550。
由于低噪声放大器110、变压器120、以及多相滤波器130的功能与图1所解释的相同，因此这里省略详细说明。
加法器511将从多相滤波器130输出的同相差分信号(I_WRF)与正交相位移差分信号(Q_WRF)相加，并且输出结果(AS)。减法器512从同相差分信号(I_WRF)中减去正交相位移差分信号(Q_WRF)，并且输出结果(SS)。
混频器单元520包括第一混频器521、第二混频器522、本机振荡器531、90°移相器532、可变移相器533、可变增益调节器523、以及低通滤波器541和542。为了解释方便，在本实施例中，假设本机振荡器531、90°移相器532、可变移相器533、可变增益调节器523、以及低通滤波器541和542包含在混频器单元520中。
第一混频器521接收通过相加同相差分信号(I_WRF)与正交相位移差分信号(Q_WRF)而得到的信号(AS)，并且将该信号(AS)与第一本机振荡信号(OS1)混频。第二混频器522接收通过从同相差分信号(I_WRF)中减去正交相位移差分信号(Q_WRF)而得到的信号(SS)，并且将该信号(SS)与第二本机振荡信号(OS2)混频。
第一和第二本机振荡信号(OS1，OS2)具有一个预定振荡频率(WLO)。本机振荡器531产生具有振荡频率(WLO)的第一本机振荡信号(OS1)。第二本机振荡信号(OS2)与第一本机振荡信号(OS1)的相位差为90+ε2°。为了产生如上所述的第二本机振荡信号(OS2)，第一本机振荡信号(OS1)被90°移相器532移相90°，随后被可变移相器533再次移相ε2°。ε2被用来校准多相滤波器130中的相位失配(ε1)，值ε2响应失配估计单元190的输出而变化。
为了消除高频带噪声，第一混频器521的输出信号通过第一低通滤波器541来发送。第二混频器522的输出信号通过可变增益调节器523来发送，并且随后为消除高频带噪声，通过第二低通滤波器542来发送。可变增益调节器523被用来校准多相滤波器130的增益失配，并且响应失配估计单元550来调节增益。
失配估计单元550接收第一和第二低通滤波器541和542的输出信号(I_PATH′，Q_PATH′)，并且估计相位失配和增益失配。
失配估计单元550包括加法器551和552、第三和第四混频器561和562、平方单元571和572、以及低通滤波器553。加法器551将第一和第二低通滤波器541和542的输出信号(I_PATH′，Q_PATH′)进行相加。
第三和第四混频器561和562将加法器551的输出信号分别与预定本机振荡信号(OS4，OS5)混频。这里，输入到第三混频器561的本机振荡信号(OS4)和输入到第四混频器562的本机振荡信号(OS5)具有相同的振荡频率和90°的相位差。第三和第四混频器561和562在加法器551的输出信号的通路中引起90°的相位差。因此，代替第三和第四混频器561和562，移相器在来自混频器551的通路中可以被用作平方单元571和572中的一个。在本发明的那些可选实施例中，加法器551的输出信号被直接输入到一个平方单元571，并且也被移相90°随后输入到另一个平方单元572。
平方单元571和572对每对从加法器551产生的被移相的信号进行平方(即，对第三混频器561和第四混频器562的输出信号分别平方)。加法器552将平方单元571和572的输出信号进行相加。加法器552的输出信号通过低通滤波器553来发送并作为被估计的失配值输出。被估计的失配值被馈送到多相滤波器130或混频器单元520，从而在混频器单元520中能够调节或校准多相滤波器130或混频器单元520中的相位/增益失配。
通过构造如图5所示的DCR，失配估计单元550的输出与等式6(上面)中的相同。因此，用于估计最小化失配估计单元550的输出的增益和相位校准系数的过程与本发明第一实施例(图1所示)中利用的过程相似。
现在将解释用于估计和校准图5所示的根据本发明另一实施例的DCR中的相位失配的过程。
假设，由于多相滤波器130中的相位失配(ε1)，从多相滤波器130中输出的差分信号(I_WRF，Q_WRF)之间相位差ε1出现。多相滤波器130的相位失配(ε1)是一个固定值。为了对此进行校准，以及为了最小化DCR的整个相位失配，混频器单元520的相位校准系数(ε2)被调节。
为此，提供到第一混频器521的本机振荡信号(OS1)与提供到第二混频器522的本机振荡信号(OS2)之间的相位差被设定为90+ε2，并且ε2根据失配估计单元550的结果而变化。
改变混频器521和522之间的相位失配(ε2)能够搜索到失配估计单元550的输出被最小化的值。当失配估计单元550的输出被最小化时，混频器521和522之间的相位失配(ε2)是一个用来校准多相滤波器130的相位失配(ε1)的值。
而且在本发明的实施例中，通过根据失配估计单元550的估计结果来调节混频器单元520中的相位校准系数(ε2)，DCR的整个相位失配被最小化或消除。因此，通过将在多相滤波器130中出现的相位失配(ε1)看作一个固定值，并且通过改变混频器单元520中的相位校准系数(ε2)，估计DCR的整个失配被最小化的值。
或者，在本发明的另一个实施例中，也可以固定在混频器单元520中出现的相位失配(ε2)并且改变在多相滤波器130中出现的相位失配(ε1)，从而最小化DCR的整个相位失配。
现在将解释用于估计和校准根据图5所示的本发明实施例的DCR中的增益失配的过程。
假设，由于多相滤波器130中的增益失配(ΔA1)，从多相滤波器130中输出的差分信号(I_WRF，Q_WRF)之间的增益差ΔA1出现。这里，假设同相差分信号(I_WRF)的增益比正交相位移差分信号(Q_WRF)的增益大ΔA1。当然，多相滤波器130的增益失配(ΔA1)在被失配估计单元550估计之前不能被识别。
通过改变混频器单元520的增益校准系数(ΔA2)，找到在失配估计单元550的输出被最小化的混频器单元520的增益失配(ΔA2)的值，并且通过这样做，获得校准多相滤波器130的增益失配(ΔA1)的估值。
可变增益调节器523被放置在第二混频器522的输出端，从而第二混频器522的输出信号的增益比第一混频器521的输出信号的增益大ΔA2。可以用可变放大器和/或可变衰减器来实现可变增益调节器523。在本实施例中虽然可以将可变增益调节器523放置在第二混频器522的输出端，但是也可以放置于如本发明第一示例性实施例中所描述的其它位置。
因此，通过改变混频器520中的增益校准系数ΔA2，能够搜索到失配估计单元550的输出被最小化的值。当失配估计单元550的输出被最小化时，混频器520的增益校准系数(ΔA2)的值是一个用来校准多相滤波器130的增益失配(ΔA1)的值。
在本发明的这个实施例中，通过根据失配估计单元550的估计结果来调节混频器单元520中的增益校准系数(ΔA2)，DCR的整个增益失配被最小化或消除。因此，通过将在多相滤波器130中出现的增益失配(ΔA1)看作一个固定值，并且通过变化混频器单元520中的增益校准系数(ΔA2)，估计在DCR的整个增益失配被最小化的ΔA2的值。
或者，在本发明的其它实施例中，也能够固定在混频单元520中出现的增益失配(ΔA2)并且变化多相滤波器130的增益失配(ΔA1)，从而DCR的整个增益失配被最小化。
图5所示的DCR的结构被提供用来估计和校准DCR的整个增益失配和相位失配。在通过使用图5所示的DCR结构来估计和校准增益失配和相位失配之后，通过图6所示的简化(并且被校准的)DCR结构，可以获得从RF信号直接转换为基带信号的被最小化失真的带宽信号(I_PATH，Q_PATH)。
图6的DCR不包括失配估计单元550、加法器511、以及减法器512，这些在图5的DCR中被提供用来估计和校准多相滤波器130的相位/增益失配。这里，第二本机振荡信号(OS2)具有与第一本机振荡信号(OS1)相同的振荡频率。第一和第二本机振荡信号(OS1，OS2)之间的相位差被设定为90度加上ε2(即，其中ε2是校准系数的一个预定值，该校准系数是根据本发明的方法而对特定多相滤波器130适当确定的)，以便校准来自多相滤波器130的信号中的相位失配(ε1)。这里，ε2可以是一个固定或可变值。类似地，增益失配(ΔA2)可以是一个固定或可变值，用来校准多相滤波器130中的增益失配(ΔA1)(可以根据本发明的方法而为特定多相滤波器130预先确定)。因此，用于分别实现校准值ε2和ΔA2的电路(即增益调节器和移相器)可以是固定的或可变的增益/相位电路。
因此，通过第一混频器521和第一低通滤波器541，将从多相滤波器130输出的同相差分信号(I_WRF)作为I通路信号(I_PATH)输出。通过第二混频器522、可变增益调节器523、以及第二低通滤波器542，将从多相滤波器130输出的正交相位移差分信号(Q_WRF)作为Q通路信号(Q_PATH)输出。
根据本发明，消除和最小化了DCR的相位失配和增益失配。因此，由本发明的DCR直接转换的射频信号(RF)的失真被最小化了。
上面已经描述和解释了本发明的方法和装置的示例性实施例。然而，本发明并不限于上面描述的优选实施例，并且很明显，本领域技术人员作出的变化和修改可能受到所附权利要求定义的本发明的精神和范围的影响。因此，本发明的范围不由上面的描述所确定，而是由所附权利要求确定。
权利要求
1.一种直接转换接收器，包括多相滤波器，用于产生从所接收的射频信号衍生的同相差分信号和正交相位移差分信号；同相混频器，用于将所述同相差分信号与第一本机振荡器信号和第二本机振荡器信号进行混频；正交相位移混频器，用于将所述正交相位移差分信号与所述第一本机振荡器和第三本机振荡器信号进行混频；以及失配估计单元，根据所述同相混频器和所述正交相位移混频器的输出信号，估计所述多相滤波器的相位失配、或所述同相混频器和所述正交相位移混频器的相位失配，以便响应所述失配估计单元的输出信号来调节所述多相滤波器的相位失配以及所述同相混频器和正交相位移混频器的相位失配中的至少一个。
2.如权利要求1所述的直接转换接收器，其中所述同相混频器和所述正交相位移混频器的相位失配响应所述失配估计单元的输出信号而变化。
3.如权利要求2所述的直接转换接收器，其中所述同相混频器包括第一混频器，用于将所述同相差分信号与第一本机振荡器混频；以及第二混频器，用于将所述同相差分信号与所述第二本机振荡器信号混频；以及所述正交相位移混频器包括第三混频器，用于将所述正交相位移差分信号与所述第一本机振荡器信号混频；以及第四混频器，用于将所述正交相位移差分信号与所述第三本机振荡器信号混频，并且所述第二本机振荡器信号和所述第一本机振荡器信号具有90°加上第一可变相位校准系数的相位差，以及所述第三本机振荡器信号和所述第一本机振荡器信号具有90°加上第二可变相位校准系数的相位差。
4.如权利要求3所述的直接转换接收器，其中所述第一可变相位校准系数和所述第二可变相位校准系数的符号相反，绝对值相同。
5.如权利要求3所述的直接转换接收器，其中所述同相混频器还包括90°移相器，用于对所述第一本机振荡器信号进行移相并输出一个信号；和第一可变移相器，用于将所述90°移相器的输出信号移相所述第一可变相位校准系数，并且产生所述第二本机振荡器信号；以及所述正交相位移混频器还包括第二可变移相器，用于将90°移相器的输出信号移相所述第二可变相位校准系数，从而产生所述第三本机振荡器信号。
6.如权利要求3所述的直接转换接收器，还包括减法器，用于从所述第一混频器的输出信号中减去所述第四混频器的输出信号，并且产生一个I通路信号；加法器，用于将所述第二混频器的输出信号与所述第三混频器的输出信号相加，并且产生一个Q通路信号；以及其中所述失配估计单元输出一个失配信号，该失配信号是通过对I通路信号平方获得的信号与对Q通路信号平方获得的信号相加的结果。
7.如权利要求6所述的直接转换接收器，其中所述失配估计单元包括第一平方单元，用于平方I通路信号；第二平方单元，用于平方Q通路信号；以及失配估计单元加法器，用于将所述第一和第二平方单元的输出信号相加。
8.如权利要求6所述的直接转换接收器，其中所述第一可变相位校准系数和所述第二可变相位校准系数的至少一个响应从所述失配估计单元输出的信号而变化。
9.一种直接转换接收器，包括多相滤波器，用于接收差分信号，并且产生从所接收的射频信号衍生的同相差分信号和正交相位移差分信号；同相混频器，用于将所述同相差分信号与第一本机振荡器信号和第二本机振荡器信号进行混频；正交相位移混频器，用于将所述正交相位移差分信号与所述第一本机振荡器和第二本机振荡器信号进行混频；以及失配估计单元，根据所述同相混频器和所述正交相位移混频器的输出信号，估计直接转换接收器增益失配，以便响应所述失配估计单元的输出信号来调节所述多相滤波器的相位失配或者所述同相混频器和正交相位移混频器的增益失配，所述直接转换接收器增益失配包括多相滤波器地增益失配或所述同相混频器和正交相位移混频器的增益失配。
10.如权利要求9所述的直接转换接收器，其中所述同相混频器和所述正交相位移混频器的增益失配响应所述失配估计单元的输出信号而变化。
11.如权利要求10所述的直接转换接收器，其中所述同相混频器包括第一混频器，用于将所述同相差分信号与第一本机振荡器混频；以及第二混频器，用于将所述同相差分信号与所述第二本机振荡器信号混频，所述第二本机振荡器信号和所述第一本机振荡器信号具有近似90°的相位差；以及所述正交相位移混频器包括第三混频器，用于将所述正交相位移差分信号与所述第一本机振荡器信号混频；以及第四混频器，用于将所述正交相位移差分信号与所述第二本机振荡器信号混频。
12.如权利要求11所述的直接转换接收器，其中所述同相混频器还包括可变增益调节器，用于调节输入信号的增益或第一混频器和第二混频器的输出信号。
13.如权利要求11所述的直接转换接收器，其中所述正交相位移混频器还包括可变增益调节器，用于调节输入信号的增益或第三混频器和第四混频器的输出信号。
14.如权利要求13所述的直接转换接收器，还包括减法器，用于从所述第一混频器的输出信号减去所述第四混频器的输出信号，并且产生一个I通路信号；加法器，用于将所述第二混频器的输出信号与所述第三混频器的输出信号相加，并且产生一个Q通路信号；以及其中所述失配估计单元输出一个信号，该信号是通过将对I通路信号平方获得的信号与对Q通路信号平方获得的信号相加的结果。
15.如权利要求9所述的直接转换接收器，其中响应所述失配估计单元的输出信号而校准所述多相滤波器的增益失配。
16.一种直接转换接收器包括多相滤波器，用于产生从所接收的射频信号衍生的同相差分信号和正交相位移差分信号；差分信号加法器，用于将所述同相差分信号与所述正交相位移差分信号相加，并且产生一个相加的差分信号；差分信号减法器，用于从所述同相差分信号减去所述正交相位移差分信号，并且产生一个相减的差分信号；混频器单元，用于将所相加的差分信号与第一本机振荡信号混频，并且将相减的差分信号与第二本机振荡信号混频；以及失配估计单元，根据所述混频单元输出的信号，估计直接转换接收器相位失配，以便响应所述失配估计单元的输出信号来调节所述多相滤波器的相位失配或者所述混频器单元的相位失配。
17.如权利要求16所述的直接转换接收器，其中所述混频器单元包括第一混频器，用于将相加的差分信号与所述第一本机振荡信号混频；以及第二混频器，用于将相减的差分信号与所述第二本机振荡信号混频。
18.如权利要求17所述的直接转换接收器，其中所述第二本机振荡信号和第一本机振荡信号的相位具有90°的相位差加上一个响应所述失配估计单元的输出信号而变化的可变相位校准系数。
19.如权利要求17所述的直接转换接收器，其中所述第二本机振荡信号和第一本机振荡信号的相位具有90°的相位差，并且所述多相滤波器的相位失配响应所述失配估计单元的输出信号而变化。
20.如权利要求18和19中任意一项的直接转换接收器，其中所述失配估计单元包括第一加法器，用于将所述第一混频器的输出信号与所述第二混频器的输出信号相加；第三混频器，用于将由所述第一加法器输出的信号与第三本机振荡信号相加；第四混频器，用于将由所述第一加法器输出的信号与第四本机振荡信号相加；第一和第二平方单元，用于分别平方所述第三混频器和第四混频器的输出信号；第二加法器，用于将所述第一和第二平方单元的输出信号相加。
21.如权利要求18和19中任意一项的直接转换接收器，其中所述失配估计单元包括移相器，根据通过将所述第一混频器和第二混频器的输出信号相加获得的信号，产生具有90°相位差的第一输出信号和第二输出信号；第一和第二平方单元，用于分别平方所述第一输出信号和第二输出信号；以及失配估计单元加法器，用于将所述第一和第二平方单元的输出信号相加。
22.一种直接转换接收器，包括多相滤波器，用于产生从所接收的射频信号衍生的同相差分信号和正交相位移差分信号；差分信号加法器，用于将所述同相差分信号与所述正交相位移差分信号相加，并且产生一个相加的差分信号；差分信号减法器，用于从所述同相差分信号减去所述正交相位移差分信号，并且产生一个相减的差分信号；混频器单元，用于将相加的差分信号与第一本机振荡信号混频，并且将相减的差分信号与第二本机振荡信号混频；以及失配估计单元，根据所述混频单元输出的信号，估计直接转换接收器增益失配，以便响应所述失配估计单元的输出信号来调节所述多相滤波器和所述混频器单元的至少一个的增益失配。
23.如权利要求22所述的直接转换接收器，其中所述混频器单元包括第一混频器，用于将相加的差分信号与所述第一本机振荡信号混频；以及第二混频器，用于将相减的差分信号与所述第二本机振荡信号混频。
24.如权利要求23所述的直接转换接收器，其中所述混频器单元还包括可变增益调节器，用于调节相对于从所述第二混频器输出的信号的增益的从所述第一混频器输出的信号的增益。
25.如权利要求23所述的直接转换接收器，其中所述多相滤波器的增益失配响应所述失配估计单元的输出单元而变化。
26.如权利要求24和25中任意一项的直接转换接收器，其中所述失配估计单元包括第三混频器，用于将通过相加所述第一混频器的输出信号和所述第二混频器的输出信号而获得的信号与第三本机振荡信号混频；第四混频器，用于将通过相加所述第一混频器的输出信号和所述第二混频器的输出信号而获得的信号与第四本机振荡信号混频；平方单元，用于分别平方所述的第三混频器和第四混频器的输出信号；以及失配估计单元加法器，用于相加所述平方单元的输出信号。
27.如权利要求24和25中任意一项的直接转换接收器，其中所述失配估计单元包括移相信号分离器，用于产生具有90°相位差的第一输出信号和第二输出信号，所述第一输出信号和第二输出信号是从通过相加所述第一混频器和第二混频器的输出信号而获得的信号衍生出来的；多个平方单元，用于分别平方所述第一输出信号和第二输出信号；以及失配估计单元加法器，用于相加所述平方单元的输出信号，其中所述可变增益调节器的增益和所述多相滤波器的增益失配变化，从而通过低通滤波所述失配估计单元加法器的输出而获得的值被最小化。
28.一种装置，包括多相滤波器，用于产生具有相位失配和/和增益失配的同相差分信号和正交相位移差分信号；第一混频器，用于混频所述同相差分信号和第一本机振荡信号，第二混频器，用于混频所述正交相位移差分信号和第二本机振荡信号；以及至少一个移相器，用于将所述第一本机振荡信号移相90°加上一个用于校准多相滤波器的相位失配的可变相位校准系数的值，并且输出结果作为第二本机振荡信号；和/或可变增益调节器，用于调节从所述第一混频器和第二混频器的至少一个输出的信号的增益，以便校准所述多相滤波器的增益失配。
全文摘要
提供一种用于校准相位和增益失配的直接转换接收器。直接转换接收器包括多相滤波器，用于产生失配的同相和正交相位移差分信号；正交相位移信号与第一和第二本机振荡信号混频；正交相位移差分信号与第三和第四本机振荡信号混频；第一和第二本机振荡信号具有第一可调节的相位失配，第三和第四振荡信号具有第二可调节的相位失配；失配估计单元估计直接转换接收器的整个相位/增益失配(信号失真)，调节第一和第二可调节的相位失配，从而最小化由失配估计单元估计的直接转换接收器的信号失真。因此，可以批量生产用于校准多相滤波器失配的减少组件的直接转换接收器(没有失配估计单元)。
文档编号H04B1/30GK1518309SQ200310124038
公开日2004年8月4日 申请日期2003年12月31日 优先权日2003年1月15日
发明者金永镇 申请人:三星电子株式会社