用于I/Q减损校正的机制、以及利用偏移本地振荡器的发送器减损测量的制作方法与工艺

本发明涉及信号处理领域，并且更具体而言，涉及用于接收设备或发送设备中I/Q减损(impairment)的测量和校正的系统和方法。

背景技术：
发送器接收复数数字信号I(n)+jQ(n)、把该复数数字信号转换成模拟信号I(t)+jQ(t)，并且利用I/Q调制器上变频该模拟信号。上变频了的信号被发送到信道上。理想地，提供给I/Q调制器的纯复指数音调(tone)将导致纯音调被发送。但是，在现实当中，发送器中的I/Q减损将造成I信道和Q信道具有不同的增益和不同的相移。除其它之外，这种失真暗示所发送的信号将在等于音调频率的负数的频率具有不期望的能量。依赖于通信标准，这种不期望的“镜像”导致星座图(constellationdiagram)或人工噪声基底(artificialnoisefloor)上的潜在歪曲。接收器具有类似的问题。当接收器通过在频率f下的纯音频被刺激时，除了在频率f下的能量，在接收器的I/Q解调器的输出出现的复信号还将包括处于频率-f的不期望的信号能量。在这两种情况下(发送器和接收器)，都由于I信道和Q信号之间增益和相位的不平衡而造成困难。因而，存在对能够校正发送器和/或接收器中的I/Q减损的机制的需求。此外，为了实现对I/Q减损的高质量校正，需要可以利用I/Q减损的高质量测量。但是，质量测量可能难以获得。例如，测量发送器的I/Q减损涉及指引发送器向接收器发送信号。接收器基于其接收到的信号估计发送器的I/Q减损。但是，接收器的I/Q解调器用它自身的I/Q减损破坏该估计。此外，发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器之间的信号路径也对该估计引入失真。因而，存在对如下机制的需求：能够估计或测量发送器和/或接收器的I/O减损的机制、能够准确测量采样信号中暗示的I/Q减损的机制、能够确定信号路径的属性的机制以及能够预测I/Q减损如何被诸如信号路径的系统变换的机制。

技术实现要素：
除其它之外，本专利公开了能够补偿发送器和/或接收器中的I/Q减损的机制。用来执行补偿的参数是基于I/Q减损的测量值或估计值来计算的。例如，用来补偿发送器(或接收器)的I/Q减损的参数是基于那些减损的测量值或估计值来计算的。任何已知的技术都可以用来测量或估计发送器或接收器、或者发送器和接收器的串联组合的I/Q减损，包括但不限于本文所公开的技术。在一种实施例中，用于补偿接收器的I/Q减损的系统及方法可以涉及以下操作。从发送介质接收模拟输入信号。对模拟输入信号执行I/Q解调，以产生模拟同相(I)信号和模拟正交(Q)信号。然后，模拟I信号和模拟Q信号被数字化，以分别产生数字I信号和数字Q信号。数字I信号和数字Q信号根据数字滤波器的2x2矩阵来滤波，以产生滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号。(滤波可以在诸如FGPA的可编程硬件元件或者在诸如ASIC的专用数字电路中或者在处理器上的软件中执行，等等。)数字滤波器的2x2矩阵至少部分地补偿在一个频率范围内的接收器的I/Q减损。该2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应是基于作为频率的函数的I/Q减损的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算的。(接收器的I/Q减损的测量可以由任何已知的方法获得。本文档描述用于获得这种测量的多种方法。)此外，该2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应是基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算的。在有些实施例中，可以假设接收器在正频率之上的I/Q减损和接收器在负频率之上的I/Q减损是函数相关的。(A)在一种这样的实施例中，2x2矩阵的频率响应可以如下计算。在任意频率f下的2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。此外，在频率f下的2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。(B)在另一种这样的实施例中，假设增益不平衡是偶数并且假设相位歪斜是奇数。于是，2x2矩阵的两个非对角分量都可以设置成零；其中一个对角分量可以对应于纯直通滤波器(即，单位频率响应)；并且在任意频率f下的另一个对角分量的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。(C)在另一种这样的实施例中，2x2矩阵的两个对角分量都可以对应于纯直通滤波器；其中一个非对角分量可以设置成零；并且在任意频率f下的另一个非对角分量的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。在另一种实施例中，用于把接收器配置为至少部分地补偿接收器的I/Q减损的系统及方法可以涉及以下操作。接收在一个频带上的接收器的I/Q减损的测量(或者从存储器访问)。基于该测量，计算数字滤波器的2x2矩阵。计算数字滤波器的2x2矩阵，以对在该频带上的接收器的I/Q减损实现至少部分补偿。2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应是基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算的。此外，2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应是基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算的。然后，数字电路被编程以实现数字滤波器的2x2矩阵。当这样编程时，数字电路配置为至少部分地补偿在该频带上的接收器的I/Q减损。数字电路可以按多种形式中任意一种实现。例如，数字电路可以由可编程硬件元件、或者由诸如ASIC的专用数字电路、或者由处理器响应于程序指令的执行来实现。(数字电路可以被并入作为接收器的一部分、或者作为另一个系统(例如主计算机或控制器板)的一部分)。在另一种实施例中，用于操作发送器从而实现I/Q减损补偿的系统及方法可以涉及以下操作。接收数字同相(I)信号和数字正交(Q)信号。数字I信号和数字Q信号根据数字滤波器的2x2矩阵来滤波，以产生滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号。数字滤波器的2x2矩阵至少部分地预补偿在一个频率范围内的发送器的I/Q减损。2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应是基于作为频率的函数的I/Q减损的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算的。(发送器的I/Q减损的测量可以由任何已知的方法获得。本文档描述用于获得这种测量的多种方法。)而且，2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应是基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算的。然后，滤波了的数字I信号和数字Q信号被转换成模拟形式，以便获得相应的模拟I信号和模拟Q信号。I/Q调制可以对模拟I信号和模拟Q信号执行，以产生调制了的模拟信号。在有些实施例中，可以假设发送器在正频率上的I/Q减损和发送器在负频率上的I/Q减损是函数相关的。(A)在一种这样的实施例中，数字滤波器的2x2矩阵的计算可以如下简化。在该频率范围内的任意频率f下的2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。此外，在频率f下的2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。(B)在另一种这样的实施例中，假设增益不平衡是偶数并且假设相位歪斜是奇数。于是，2x2矩阵的两个非对角分量都可以设置成零；其中一个对角分量可以对应于纯直通滤波器(即，单位频率响应)；并且在任意频率f下的另一个对角分量的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。(C)在另一种这样的实施例中，2x2矩阵的两个对角分量都可以对应于纯直通滤波器；其中一个非对角分量可以设置成零；并且另一个非对角分量在任意频率f下的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。在另一种实施例中，用于把发送器配置为至少部分地补偿发送器的I/Q减损的系统及方法可以涉及以下操作。接收在一个频率范围内的发送器的I/Q减损的测量(或者从存储器访问)。基于该测量计算数字滤波器的2x2矩阵。计算数字滤波器的2x2矩阵，以对发送器的I/Q减损实现至少部分预补偿。2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应是基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量计算的。此外，2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应是基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量计算的。然后，数字电路被编程以实现数字滤波器的2x2矩阵。当这样编程时，数字电路配置为至少部分地预补偿发送器的I/Q减损。在另一种实施例中，用于操作发送器从而对发送器在给定频率f下的I/Q减损实现至少部分补偿的系统及方法可以涉及以下操作。接收数字同相(I)信号和数字正交(Q)信号。数字I信号和数字Q信号根据常量的2x2矩阵来变换，以产生结果数字I信号和结果数字Q信号。(换句话说，包括数字I信号和数字Q信号的向量信号与该2x2矩阵相乘)。结果数字I信号和数字Q信号被转换成模拟形式，以便获得相应的模拟I信号和模拟Q信号。对模拟I信号和模拟Q信号执行I/Q调制，以产生调制了的模拟信号。2x2矩阵配置为至少部分地预补偿在频率f下的I/Q减损。对应于2x2矩阵的一个对角元素的第一个常量是基于在频率f下的I/Q减损的测量和在频率-f下的I/Q减损的测量来计算的。此外，对应于2x2矩阵的一个非对角元素的第二个常量是基于在频率f下的测量和在频率-f下的测量计算的。在另一种实施例中，用于确定(即，测量)发送器的I/Q减损的方法可以涉及以下动作。该方法涉及执行一组操作。这组操作包括：(a)指引在频率f下的复指数音调被提供给发送器；(b)把预补偿变换提供给发送器的预补偿电路，其中预补偿电路配置为对复指数音调施加预补偿变换，以获得调整了的复信号，其中预补偿变换配置为对发送器的I/Q减损的当前估计进行预补偿，其中发送器配置为基于调整了的复信号发送发送信号，其中接收器配置为接收该发送信号并且捕捉代表所接收到的发送信号的采样了的复信号；(c)基于采样了的复信号计算原始I/Q减损；(d)变换该原始I/Q减损，以确定变换了的I/Q减损，其中所述变换从原始I/Q减损除去接收器的所测量的I/Q减损；(e)从变换了的I/Q减损除去信号路径的当前估计，以获得路径补偿了的I/Q减损，其中信号路径包括从发送器的I/Q调制器到接收器的解调器的路径；及(f)基于路径补偿了的I/Q减损更新发送器的I/Q减损的当前估计。(依赖于接收器的体系架构，解调器可以是I/Q解调器或者不是I/Q解调器)。在另一种实施例中，用于确定发送器的I/Q减损的方法可以涉及以下动作。该方法可以包括配置发送器的本地振荡器(LO)和接收器的本地振荡器(LO)为被锁相到公共的参考，并且使得接收器的LO的频率减去发送器的LO的频率等于(例如，完全等于)量ΔLO。该方法还可以包括执行一组操作，其中这组操作包括：(a)指引在频率f下的复指数音调被提供给发送器；(b)把预补偿变换提供给发送器的预补偿电路，其中预补偿电路配置为对复指数音调施加预补偿变换，以获得调整了的复信号，其中预补偿变换配置为对发送器的I/Q减损的当前估计进行预补偿，其中发送器配置为基于调整了的复信号发送发送信号，其中接收器配置为接收该发送信号并且捕捉代表所接收到的发送信号的采样了的复信号；(c)按量ΔLO来使采样的复信号频移，以获得频移了的信号；(d)基于该频移了的信号计算在频率f下的原始I/Q减损；(e)从在频率f下的原始I/Q减损除去信号路径的当前估计，以获得在频率f下的路径补偿了的I/Q减损，其中信号路径包括从发送器的I/Q调制器到接收器的解调器的路径；及(f)基于在频率f下的路径补偿了的I/Q减损，更新在频率f下的发送器的I/Q减损的当前估计。(依赖于接收器的体系架构，解调器可以是I/Q解调器或者不是I/Q解调器)。在另一种实施例中，用于确定(即，测量)接收器的I/Q减损的方法可以涉及以下动作。该方法可以涉及指引输入信号被提供给接收器，其中该输入信号包括在位移频率f下的隔离音调并且包括在位移频率-f周围的无效区间(voidinterval)。(在一种实施例中，接收器包括配置为生成输入信号的校准音调发生器)。接收器配置为解调输入信号，以便获得采样了的复信号。位移频率f和-f是相对于接收器的本地振荡器频率的位移。该方法还可以涉及基于采样了的复信号计算在频率f下的接收器的I/Q减损。该方法还可以涉及对横跨指定频带的频率f的值重复指引和计算的动作。该方法还可以涉及在存储器中存储针对这些频率f的值的接收器的I/Q减损。在另一种实施例中，用于估计与由接收器产生的采样复信号关联的I/Q减损的方法可以涉及以下动作。设备被指引以利用刺激信号刺激接收器，该刺激信号具有在位移频率f下的隔离音调和在位移频率-f下的无效区间。(位移频率f和-f是关于接收器的本地振荡器频率的位移。采样了的复信号可以是接收器产生的基带信号)。为采样复信号的I分量计算在频率f下的离散时间傅立叶变换值CI。为采样复信号的Q分量计算在频率f下的离散时间傅立叶变换值CQ。在频率f下的采样复信号的增益不平衡g是基于值CI和CQ的量值计算的。增益不平衡g至少包括接收器的增益不平衡。在频率f下的采样复信号的相位歪斜是基于值CI和CQ的相位计算的，其中相位歪斜至少包括接收器的相位歪斜。在另一种实施例中，用于估计发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器之间信号路径的DC缩放的方法可以涉及以下操作。为了促进这种估计方法，发送器的输出可以例如经由电缆而耦合到接收器的输入。发送器被指引把零信号作为输入提供给I/Q调制器。接收第一响应信号，该第一响应信号已经响应于提供所述零信号而从I/Q解调器捕捉到。发送器被指引把等于非零复常量的常量信号作为输入提供给I/Q调制器。接收第二响应信号，该第二响应信号已经响应于提供所述常量信号而从I/Q解调器捕捉到。第一响应信号被求平均，以获得第一平均值，并且第二响应信号被求平均，以获得第二平均值。计算第二平均值和第一平均值之差。基于该差值和该非零复常量计算DC缩放。此外，信号路径的DC旋转可以基于该差值的相位和该非零复常量的相位来计算。DC缩放和DC旋转能用来从在接收器测量出的I/Q减损除去信号路径的影响，以便获得发送器的I/Q减损的估计。在上述DC缩放/旋转估计方法的一种另选实施例中，发送器没有(或者具有可忽略的)本地振荡器泄漏。(这可能是如下情况，例如，当发送器具有不同于直接转换体系架构的其它RF体系架构时)。因而，可以省略零信号的发送、第一响应信号的捕捉、第一平均值的计算以及差值的计算。然后，DC缩放基于第二平均值和非零复常量来计算。DC旋转基于第二平均值的相位和非零复常量的相位来计算。在另一种实施例中，用于基于在电子系统的复输入(即，I/Q输入对)的I/Q减损计算在电子系统的复输出(即，I/Q输出对)的I/Q减损的方法可以包括以下操作。频谱A(f)是根据以下表达式计算的，其中H(f)是电子系统的线性系统模型的频谱，其中g(f)是在复输入的增益不平衡，其中是在复输入中的相位歪斜。频谱B(f)是根据以下表达式计算的。计算频谱A(f)和B(f)之和以及频谱A(f)和B(f)之差。基于该和值的实部和虚部以及该差值的实部和虚部计算在复输出中的增益不平衡和相位歪斜。在有些实施例中，由频谱H(f)建模的电子系统是从发送器的I/Q调制器到接收器的解调器的信号路径的反转，例如，如在本文中以各种不同方式描述的那样。在电子系统的复输入中的增益不平衡和相位歪斜可以代表在解调器的输入(或者作为代替，在解调器的输出)中的增益不平衡和相位歪斜。在电子系统的复输出中的增益不平衡和相位歪斜可以代表在I/Q调制器的输出的增益不平衡和相位歪斜。本文描述了通信设备及用于减少由该通信设备使用的信号中I/Q减损的关联方法的各种实施例。根据一种实施例，接收设备可以经通信介质接收发送信号，并且可以对所接收到的传输信号执行I/Q解调，以产生一对模拟I(同相)和Q(正交)信号。接收设备可以执行模拟I信号和模拟Q信号中每一个的模数转换，以产生相应的数字I信号和数字Q信号。所产生的数字I信号和数字Q信号可以具有由I/Q解调和/或模数转换和/或其它处理造成的I/Q减损。接收设备可以配置为对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损校正，以校正I/Q减损。宽带I/Q减损校正可以补偿数字I信号和数字Q信号中的增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化，例如，可以在横跨接收设备的瞬时带宽的多个频率偏移处补偿数字I信号和数字Q信号中的增益不平衡和相位不平衡。对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损校正可以包括对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波，以产生结果数字I信号和结果数字Q信号。结果数字I信号和数字Q信号代表校正了的信号。在有些实施例中，结果数字I信号恒等于数字I信号，并且结果数字Q信号是通过对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以获得一个或多个相应的滤波了的信号并且通过把这一个或多个滤波了的信号相加来生成的。在其它实施例中，结果数字Q信号恒等于数字Q信号，并且结果数字I信号是通过对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以获得一个或多个相应的滤波了的信号并且通过把这一个或多个滤波了的信号相加来生成的。在另外的其它实施例中，结果数字I信号是通过对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以获得一个或多个相应的滤波了的信号并且通过把这一个或多个滤波了的信号相加来生成的；并且结果数字Q信号是通过对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以获得一个或多个相应的附加的滤波了的信号并且通过把这一个或多个附加的滤波了的信号相加来生成的。在另一些实施例中，通过把多个已知的测试信号提供给接收设备并且测量响应于所述已知测试信号而由接收设备引入的I/Q减损，校准系统(或者接收设备自身)可以确定校正信息。(在一种实施例中，接收设备可以包括生成已知测试信号的校准音调发生器)。宽带I/Q减损校正可以利用校正信息来补偿数字I信号和数字Q信号中增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。在有些实施例中，校准系统可以在离线校准阶段和在线操作阶段操作。执行离线校准阶段可以包括向接收设备提供多个已知的测试信号，测量响应于所述已知的测试信号而由接收设备引入的I/Q减损并且基于所测量出的I/Q减损确定校正信息。执行在线操作阶段可以包括经通信介质接收传输信号，对接收到的传输信号执行I/Q解调以产生模拟I信号和模拟Q信号、对模拟I信号和模拟Q信号中的每一个执行模数转换以产生数字I信号和数字Q信号，并且对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损校正。宽带I/Q减损校正可以使用在离线校准阶段中确定的校正信息来补偿数字I信号和数字Q信号中增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。在有些实施例中，离线校准阶段可以响应于接收设备被通电而执行。在有些实施例中，接收设备可以响应于确定离线校准阶段完成而自动进入在线操作阶段。在有些实施例中，接收设备可以响应于确定接收器没有忙于处理在在线操作阶段中接收到的传输信号而自动从在线操作阶段切换到离线校准阶段。在有些实施例中，离线校准阶段可以响应于用户输入而启动。根据其它实施例，发送设备可以接收要发送的数字I(同相)和Q(正交)信号。发送设备可以对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损预校正。执行宽带I/Q减损预校正的动作可以涉及对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以产生结果数字I信号和结果数字Q信号，从而预补偿随后在传输信号合成过程中将引入的增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。传输信号可以利用结果数字I信号和结果数字Q信号来合成。合成传输信号的动作可以包括对结果数字I信号和结果数字Q信号执行数模转换，以产生模拟I信号和模拟Q信号，并且利用模拟I信号和模拟Q信号执行I/Q调制，以产生传输信号。结果数字I信号和结果数字Q信号可以对由数模转换和I/Q调制中一个或多个造成的增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化进行预补偿。在有些实施例中，结果数字I信号恒等于数字I信号，并且结果数字Q信号是通过对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以获得一个或多个相应的滤波信号并且通过把这一个或多个滤波信号相加来生成的。在其它实施例中，结果数字Q信号恒等于数字Q信号，并且结果数字I信号是通过对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以获得一个或多个相应的滤波信号并且通过把这一个或多个滤波信号相加来生成的。在另外其它实施例中，结果数字I信号是通过对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以分别获得一个或多个滤波信号并且通过把这一个或多个滤波信号相加来生成的；并且结果数字Q信号是通过对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以分别获得一个或多个附加的滤波信号并且通过把这一个或多个附加的滤波信号相加来生成的。在还有一些实施例中，通过向发送设备提供多个已知的数字测试信号并且测量响应于所述已知的测试信号而由发送设备引入的I/Q减损，校准系统可以确定校正信息。宽带I/Q减损预校正可以利用校正信息来产生结果数字信号。在有些实施例中，发送设备可以在离线校准阶段和在线操作阶段中操作。离线校准阶段可以包括向发送设备提供多个已知的测试信号、测量响应于所述已知的测试信号而由发送设备引入的I/Q减损，并且基于测量出的I/Q减损确定校正信息。在有些实施例中，离线校准阶段可以响应于发送设备被通电而执行。在有些实施例中，发送设备可以响应于确定到离线校准阶段完成而自动进入在线操作阶段。在有些实施例中，发送设备可以响应于确定到发送器没有忙于在在线操作阶段中发送信号而自动从在线操作阶段切换到离线校准阶段。在有些实施例中，离线校准阶段可以响应于用户输入而启动。在线操作阶段可以包括接收要发送的数字I信号和数字Q信号，并且对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损预校正。执行宽带I/Q减损预校正的动作可以使用在离线校准阶段中确定的校正信息来对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波，以产生结果数字I信号和结果数字Q信号，从而预补偿随后在传输信号合成过程中将引入的增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。传输信号可以利用结果数字I信号和结果数字Q信号来合成。根据另一种实施例，测量系统可以包括接收设备和被测设备。接收设备可以配置为接收包括从被测设备采集到的测量数据在内的传输信号，对接收到的传输信号执行I/Q解调以产生模拟I(同相)和Q(正交)信号，执行模拟I信号和模拟Q信号中的每一个的模数转换以产生数字I信号和数字Q信号，并且对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损校正。宽带I/Q减损校正可以补偿数字I信号和数字Q信号中增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。在另一些实施例中，测量系统还可以包括发送设备。发送设备可以配置为接收要发送的数字I信号和数字Q信号。数字I信号和数字Q信号可以规定要发送到被测设备的信息。发送设备还可以配置为对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损预校正。执行宽带I/Q减损预校正的动作可以涉及对数字I信号和数字Q信号中一个或多个进行滤波以产生结果数字I信号和结果数字Q信号，从而预补偿随后在发送信号合成过程中将引入的增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。发送设备可以利用结果数字I信号和结果数字Q信号合成传输信号，并且把传输信号发送到被测设备。附图说明当结合以下附图考虑以下具体描述时，可以获得对本发明的更好理解。图1A说明了本文所公开的补偿方法的一种可能应用，其中移动设备10和/或无线收发站15对它们所发送的信号施加数字预补偿和/或对它们接收到的信号施加数字后补偿。图1B说明了本文所公开的补偿方法的另一种可能应用，其中测试仪器20对它发送到被测接收器25的信号施加数字预补偿，以除去其I/Q减损的影响。图1C说明了本文所公开的补偿方法的再另一种可能应用，其中测试仪器35对它从被测发送器接收到的信号施加数字后补偿，以除去其I/Q减损的影响。图2A说明了用于操作接收器从而实现至少部分I/Q减损补偿的方法的一种实施例。图2B说明了配置为实现至少部分I/Q减损补偿的接收器的一种实施例。图3说明了用于把接收器配置为使得接收器能够至少部分地补偿I/Q减损的方法的一种实施例。图4说明了用于操作发送器从而实现至少部分I/Q减损补偿的方法的一种实施例。图5说明了配置为实现至少部分I/Q减损补偿的发送器的一种实施例。图6说明了用于把发送器配置为使得发送器能够至少部分地补偿I/Q减损的方法的一种实施例。图7说明了配置为提供I/Q减损补偿的系统的一种实施例。I/Q减损被建模为完全出现在Q信道上。图8说明了配置为提供I/Q减损补偿的系统的另一种实施例。I/Q减损被建模为完全出现在I信道上。图9说明了配置为提供I/Q减损补偿的系统的再另一种实施例。I/Q减损被建模为部分地都出现在两个信道上。图10说明了用于操作接收器从而对在频率f下的I/Q减损实现至少部分补偿的方法的一种实施例。图11说明了配置为对在频率f下的I/Q减损实现至少部分补偿的接收器的一种实施例。图12说明了用于把接收器配置为使得接收器能够对在频率f下的I/Q减损实现至少部分补偿的方法的一种实施例。图13说明了用于操作发送器从而对在频率f下的I/Q减损实现至少部分补偿的方法的一种实施例。图14说明了配置为对在频率f下的I/Q减损实现至少部分补偿的发送器的一种实施例。图15说明了被出现在系统输出处的复指数音调和失真的复指数音调刺激的系统，其中失真由增益不平衡和相位歪斜来表征。图16说明了其中增益不平衡和相位歪斜完全出现在Q信道上的系统。图17说明了用于在单个频率下执行减损补偿的系统的一种实施例。图18说明了用于执行I/Q减损补偿的2x2系统模型。图19说明了其中减损模型G先于补偿模型H的实施例。图20A说明了其中减损模型G跟在补偿模型H之后的实施例。图21关于分别具有频率响应U(f)和V(f)的一对数字滤波器说明用于补偿模型H的一种实施例。图22说明了图21的改进图，其中U和V用其偶数部分和奇数部分来表示。图23说明了图22系统的等效表示，其中奇频谱B和D用后面跟随有Hilbert变换的对应的偶频谱代替。图24A和24B说明了图23的系统对两个对应输入的响应。图25给出分别从图24A和24B推导出的等式。图26A和26B说明了对应于图25等式的矢量图(phasordiagram)。图27给出根据关于I/Q减损信息规定补偿频谱A、EB、C和ED的一种实施例的等式。图28说明了代表系统的I/Q减损的2x2模型H。图29关于频率U和V说明了模型H的一种实施例。图30说明了图29的改进图，其中U和V用它们的偶数部分和奇数部分表示。图31说明了图30系统的等效表示，其中奇频谱B和D用对应的偶频谱代替，之后是Hilbert变换。图32A和32B说明了图31的系统对两个相应输入的响应。图33给出了分别从图32A和32B推导出的等式。图34A和34B说明了对应于图33等式的矢量图。图35给出了从图34A和34B的矢量图推导出的矩阵等式。图36给出了对图35矩阵等式的解。图37说明了用于测量I/Q调制器3710和I/Q解调器3735之间信号路径的属性的系统的一种实施例。图38说明了LO泄漏向量A、故意注入的DC向量B及它们的和C。图39说明了分别对应于向量A、B和C的响应向量A’、B’和C’。图40说明了用于为信号路径计算DC映射值的方法的一种实施例。图41说明了具有频率响应H(f)的系统，该系统被具有增益不平衡g(f)和相位歪斜的输入信号sinput(f,t)刺激并且产生具有增益不平衡g’(f)和相位歪斜的输出信号soutput(f,t)。图42给出从图41推导出的等式。图43说明了用于通过线性系统H(f)变换I/Q减损的方法的一种实施例。图44说明了用于确定发送器的I/Q减损的方法的一种实施例。图45说明了利用故意位移(intentionally-displaced)了的本地振荡器确定发送器的I/Q减损的方法的一种实施例。图46说明了用于确定接收器的I/Q减损的方法的一种实施例。图47说明了用于估计与复信号关联的I/Q减损的方法的一种实施例。图48说明了用于测量发送器和/或接收器I/Q减损的系统的一种实施例，其中该系统包括其本地振荡器频率被故意偏移了的发送器和接收器。图49说明了响应于发送器对处于31MHz的音调的发送而被接收器接收的信号的频谱。发送器的本地振荡器频率比接收器的本地振荡器频率高6MHz。因而，在接收到的频谱中，音调出现在37MHz。图50说明了在除去接收器的I/Q减损之后的接收到的频谱。图51说明了在频移之后图50的频谱。图52说明了在没有首先除去接收器的减损的情况下的频移了的频谱。图53A说明了单点向量校准校正5310，之后是双点向量破坏模型5320。图53B示出了图53A的改进图，其中单点向量校准校正是由常量α和β确定的，并且其中双点向量破坏是由常量A、EB、C和ED确定的。图54说明了对应于图53B右手部分(即，在虚线右边)的矢量图。图55A说明了包括接收器滤波器5525和I/Q解调器5530的接收器。图55B说明了包括耦合到一起的发送器和接收器的系统。该系统可以用来确定发送器和/或接收器的I/Q减损。图55C说明了在沿着从发送器的I/Q调制器到接收器的I/Q解调器的路径的三个点处的在频率f下的音调和在-f下的镜像的相对量值。图56A说明了作为量值估计误差的函数的收敛速率。图56B说明了作为旋转(相位)估计误差的函数的收敛速率。图57介绍用于音调的复数振幅α以及被已经通过增益不平衡g(f)和相位歪斜而失真的复信号携带的镜像的复数振幅β的记法。图58A和58B推导根据增益不平衡g(f)和相位歪斜表征音调和镜像的等式。图59根据Q信道信号(“Q实际”)相对于I信道信号(“I参考”)的失真来说明增益不平衡g(f)和相位歪斜图60和61示出了用于同相和正交信号分量(即，用于图59的“I参考”和“Q实际”信号)的量值频谱。图62根据一种实施例说明了用于计算本地振荡器泄漏、信号振幅、增益不平衡、镜像抑制和相位歪斜的LabVIEW图形程序。图63说明了接收由可编程硬件元件(例如，接收器的FPGA)计算出的数据并且根据该数据计算LO泄漏、振幅增益不平衡和相位歪斜的LabVIEW图形程序(VI)。图64和65示出了具有不同采集长度并且具有120MHz的公共采样率的矩形窗口函数的振幅频谱的图。图66说明了其复数输入信号具有I/Q减损gin(ω)和并且其复数输出信号具有I/Q减损gout(ω)和的系统模型。图67给出了根据输入I/Q减损gin(ω)及和输出I/Q减损gout(ω)及来规定图66的频率响应函数U(ω)和V(ω)的等式。图68说明了可以用来执行本文所述任意方法实施例的计算机系统6800的一种实施例。虽然本发明容易有各种修改和另选形式，但是作为例子在附图中示出并且本文中详细描述其具体实施例。但是，应当理解，附图及对其的详细描述不是要把本发明限定到所公开的特定形式，相反，本发明是要覆盖属于由所附权利要求定义的本发明主旨和范围的所有修改、等价物和另选方案。应当指出，以下具体实施方式中的各个部分标题仅仅是为了组织而不是意味着用来限定权利要求。具体实施方式术语以下是本申请中所使用的术语的术语表。存储器介质–各种类型的存储器设备或储存设备中的任意一种。术语“存储器介质”旨在包括：安装介质，例如CD-ROM、软盘105或者带式设备；计算机系统存储器或随机存取存储器，诸如DRAM、DDRRAM、SRAM、EDORAM、RambusRAM等；非易失性存储器，诸如闪存、磁性介质(如硬驱)，或者光学储存器；寄存器，或者其它相似类型的存储器元件，等等。存储器介质可以包括其它类型的存储器及其组合。此外，存储器介质可以位于其中执行程序的第一计算机中，或者可以位于经诸如互联网的网络连接到第一计算机的不同的第二计算机中。在后一种情况下，第二计算机可以向第一计算机提供要执行的程序指令。术语“存储器介质”可以包括可以驻留在不同位置(例如经网络连接的不同计算机)中的两个或多个存储器介质。可编程硬件元件–包括各种硬件设备，该硬件设备包括经可编程互连部连接的多个可编程功能块。例子包括FPGA(现场可编程门阵列)、PLD(可编程逻辑设备)、FPOA(现场可编程对象阵列)，以及CPLD(复杂PLD)。可编程功能块可以从细粒度(组合逻辑或查找表)到粗粒度(算术逻辑单元或处理器核心)变化。可编程硬件元件也可以被称为“可重构逻辑”。计算机系统–各种类型的计算或处理系统中的任意一种，包括个人计算机系统(PC)、大型计算机系统、工作站、网络设备、互联网设备、个人数字助理(PDA)、电视机系统、网格计算系统，或者其它设备或设备的组合。一般而言，术语“计算机系统”可以广泛地定义为包含具有至少一个执行来自存储器介质的指令的处理器的任何设备(或者设备的组合)。本地振荡器(LO)-配置为生成处于规定频率和振幅的周期性信号的电路。该周期性信号可以是纯正弦的，并且其频率和/或振幅可以是可编程的。该周期性信号可以是或者可以不是相位或频率锁定到另一个周期性信号。本发明的实施例可以以各种形式当中的任意一种实现。例如，在有些实施例中，本发明可以实现为计算机实现的方法、计算机可读的存储器介质，或者计算机系统。在其它实施例中，本发明可以利用一个或多个诸如ASIC的定制设计的硬件设备来实现。在其它实施例中，本发明可以利用一个或多个诸如FPGA的可编程硬件元件来实现。在有些实施例中，计算机可读存储器介质可以配置为使得它存储程序指令和/或数据，其中，如果程序指令被计算机系统执行，则使得计算机系统执行一种方法，例如本文所述的任何方法实施例，或者本文所述的方法实施例的任意组合，或者本文所述的任何方法实施例的任意子集，或者这种子集的任意组合。在有些实施例中，计算机系统可以配置为包括处理器(或者一组处理器)和存储器介质，其中存储器介质存储程序指令，其中处理器配置为从存储器介质读取并执行程序指令，其中程序指令可执行，以实现本文所述各种方法实施例的任意一种(或者，本文所述的方法实施例的任意组合，或者本文所述的任何方法实施例的任意子集，或者这种子集的任意组合)。计算机系统可以以各种形式中的任意一种来实现。例如，计算机系统可以是个人计算机(以其各种实现形式当中的任意一种)、工作站、卡上计算机(computeronacard)、盒子中的专用计算机(application-specificcomputerinabox)、服务器计算机、客户端计算机、手持式设备、平板计算机、佩戴式计算机(wearablecomputer)，等等。在有些实施例中，跨网络分布的一组计算机可以配置为分割执行计算方法(例如，本文所公开的方法实施例的任意一种)的工作。在有些实施例中，第一计算机可以配置为接收O-QPSK调制的信号并且捕捉该信号的样本。第一计算机可以通过网络把样本发送到第二计算机。第二计算机可以根据本文所述的任何方法实施例、或者本文所述的方法实施例的任意组合、或者本文所述的任何方法实施例的任意子集、或者这种子集的任意组合，来对样本进行操作。图1A说明了本文所述的发明性构思的(许多可能应用当中的)一种可能应用。移动设备10(例如，移动电话)与无线收发站15无线地通信。移动设备10可以包括本文所述的数字预校正，以提高它所发送的信号的质量，即，以校正在其传输硬件中(例如，在其I/Q调制器中)的所谓的“I/Q减损”。类似地，无线收发站15可以对它接收到的信号应用数字后校正，以校正在其接收硬件中(例如，在其I/Q解调器中)的I/Q减损。此外，无线收发站和移动设备可以角色互换地应用相同的预校正和后校正，即，针对在相反方向上的传输。图1B说明了本文所述的发明性构思的另一种可能应用。测试发送器20向被测接收器25发送信号。测试发送器20可以执行本文所述的数字预校正来校正其自身的I/Q减损，并因此提高其传输的质量。例如，由于数字预校正的使用，测试发送器20可以对镜像抑制实现更高的标准。因而，在接收器捕捉到的信号中测量出的失真(例如，I/Q减损)可以归咎于接收器的缺陷。图1C说明了本文所述的发明性构思的更另一种可能应用。测试接收器35接收由被测发送器30发送的信号。测试接收器采用本文所述的数字后校正来校正其自身的I/Q减损。因而，相比没有后校正情况，接收器可以满足针对镜像抑制的更高的标准。因此，在接收器捕捉到的信号中测量出的任何失真(例如，I/Q减损)可以清楚地指向发送器的缺陷。用于接收器的宽带校正方法在一组实施例中，用于在一个频率范围内补偿接收器的I/Q减损的方法100可以涉及图2A中所示的操作。在110，接收器可以接收模拟输入信号。模拟输入信号可以从传输介质接收。传输介质是允许信号能量的传输的介质。例如，传输介质可以是自由空间、大气、地球或者地球表面的某个部分、电力电缆、光纤电缆、诸如海洋的水体。在115，接收器可以对模拟输入信号执行I/Q解调，以产生模拟同相(I)信号和模拟正交(Q)信号。I/Q解调的过程在通信领域是众所周知的。通常，I/Q解调涉及混合模拟输入信号与一对正交载波。例如，该混合可以根据以下模型来解释：I(t)＝y(t)cos(ωt)Q(t)＝y(t)sin(ωt)在有些实施例中，模拟I信号和模拟Q信号可以解释为基带信号，即，作为复数基带信号的分量。在其它实施例中，模拟I信号和模拟Q信号可以解释为中频(IF)信号。在120，接收器可以对模拟I信号和模拟Q信号进行数字化，以分别产生数字I信号和数字Q信号。(术语“数字信号”是要暗示采样信号，而不是两态信号(two-statesignal))。因而，接收器可以包括一对模数转换器(ADC)。在125，数字I信号和数字Q信号可以根据数字滤波器的2x2矩阵来滤波，以产生滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号。滤波可以涉及根据以下关系应用数字滤波器的2x2矩阵(hij)：IF(n)＝h11(n)*I(n)+h12*Q(n)QF(n)＝h21(n)*I(n)+h22(n)*Q(n)其中符号“＊”代表卷积。(应当注意，在本专利公开内容的其它地方，依赖于特定的情况，符号“＊”可以指卷积或相乘。作为上标，“＊”表示复共轭。)数字滤波器的2x2矩阵可以补偿(或者，至少部分补偿)接收器在一个频率范围(诸如宽到足以覆盖所发送的通信信号的带宽或者接收器的瞬时带宽的频率范围)内的I/Q减损。(用于测量I/Q减损的过程在本专利公开内容中稍后详细讨论。)换句话说，数字滤波器使接收器的输入-输出行为更严密地近似没有I/Q减损的理想接收器。响应于将在任意频率ω下的纯正弦音调应用为输入，理想的接收器将产生振幅相等且相位分开90度的信号I(n)和Q(n)，即，没有增益不平衡并且没有相位歪斜。数字滤波器的2x2矩阵可以具有以下属性。2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的I/Q减损的测量和作为频率的负数的函数的I/Q减损的测量来计算。例如，如果利用增益不平衡函数g(f)和相位歪斜函数来表征I/Q减损，其中f覆盖频率范围，则分量h22(或者分量h11，或者分量h11和h22中每一个)的频率响应可以基于函数g(f)、g(-f)、和来计算。此外，2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的I/Q减损的测量和作为频率的负数的函数的I/Q减损的测量来计算。说数字I信号和数字Q信号的滤波是“根据数字滤波器的2x2矩阵”执行的并不是要暗示：接收器(或者用于实现滤波的任何设备)必须包括实现与零的简单相乘(trivialmultiplicationbyzero)的滤波电路(当2x2矩阵的对应元素恒等于零时)、或者实现与零的简单相加(trivialadditionbyzero)的加法器。作为例子，如果h12＝0，则IF(n)可以仅利用一个卷积电路根据简化的表达式IF(n)＝h11(n)*I(n)来计算。类似地，如果2x2矩阵的一个分量在时间n＝0是单位脉冲，则接收器不需要包括乘法器来执行简单卷积(trivialconvolution)。例如，如果h11(n)＝0，则IF(n)可以只利用一个卷积单元和一个加法器根据表达式IF(n)＝I(n)+h12(n)*Q(n)来简单地来计算。因而，“根据数字滤波器的2x2矩阵”滤波不一定在所有情况下都需要卷积电路的完全2x2阵列。在有些实施例中，滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号能用于恢复信息位的流。接收器(或者诸如主计算机的另一个处理代理)可以通过对滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号执行符号解调来恢复信息位流。在符号解调中，向量信号(IF(n),QF(n))可以被十中取一，以确定复数符号的序列，并且每个复数符号都可以被映射到给定星座(constellation)(复平面内点的集合)中最接近的星座点。结果产生的复数点的序列确定信息位的流。在有些实施例中，接收器包括数字化器，其中该数字化器执行上述数字化和滤波的动作。术语“数字化器”要暗示被校准到已知标准的仪器。例如，对于I信道和Q信道，模拟输入和数字输出之间的关系都被校准到已知的标准。在有些实施例中，接收器是诸如向量信号分析器(VSA)的测试仪器。(术语“向量信号”是复信号或I/Q信号的同义词)。测试仪器可以从发送器(例如被测发送器)接收模拟输入信号。模拟输入信号是响应于发送器把发送信号发送到传输介质上的动作而接收的。测试仪器可以配置为补偿其自身的I/Q减损，但是不补偿发送器的I/Q减损。在测试和测量的情况下，能够准确测量并报告被测设备的减损而不是补偿该设备的减损是很重要的。因而，对于测试仪器，优选的是(接收器的减损补偿所基于的)接收器的I/Q减损的测量不包括发送器的I/Q减损。本专利公开内容描述了用于仅测试接收器减损的方法。测试仪器一般而言用来执行被测设备(DUT)或被测系统(SUT)的测试。测试仪器一般而言包括一个或多个用于连接到SUT的输入和输出。输入和输出可以是模拟的、数字的、射频的等等，例如，处于各种电压电平和频率。测试仪器一般而言能够执行一个或多个测试或特征。例如，测试仪器可以配置为捕捉并分析波形、计算所测量出的功率、生成在被编程的频率下的音调、等等。测试仪器通常也被校准，以便关于其I/O实现规定的准确水平。最后，测试仪器通常包括用户接口，以便规定测试仪器应当如何运转。在其它情况下，可以预期接收器补偿发送器的减损和它自身的减损。因而，数字滤波器的2x2矩阵可以基于发送器和接收器组合的I/Q减损的测量来计算。关于基于作为f的函数的减损和作为-f的函数的减损来计算频率响应的相同原理在这里也适用。在有些实施例中，滤波操作125可以在诸如FPGA的可编程硬件元件上，或者在诸如专用集成电路(ASIC)的专用数字电路系统中执行。可以为可编程硬件元件或专用数字电路系统提供驱动ADC转换的相同采样时钟。在有些实施例中，滤波操作125可以由处理器响应于程序指令的执行而执行。处理器可以被并入作为接收器的一部分，或者作为诸如主计算机或控制器板的另一系统的一部分。如上所述，2x2矩阵的至少一个对角分量是基于作为f的函数的I/Q减损的测量和作为-f的函数的I/Q减损的测量来计算的。在有些实施例中，“至少一个对角”应当解释为“确切地一个对角”，并且2x2矩阵的另一个对角分量是离散时间单位脉冲函数(例如，在时间零处取值一，在其它地方取值零)。如上所述，2x2矩阵的至少一个非对角分量是基于作为f的函数的I/Q减损的测量和作为-f的函数的I/Q减损的测量来计算的。在有些实施例中，“至少一个非对角”应当解释为“确切地一个非对角”，并且2x2矩阵的另一个非对角分量是零函数。处于频率f和频率-f的接收器减损之间的约束在有些实施例中，可以假设接收器在正频率上的I/Q减损和接收器在负频率上的I/Q减损是函数相关的。在一种这样的实施例中，数字滤波器的2x2矩阵的计算可以如下简化。2x2矩阵的一个对角分量在该频率范围内的任意频率f下的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。例如，如果I/Q减损由增益不平衡函数g(f)和相位歪斜函数表征，则分量h22的频率响应H22(f)可以仅基于g(f)的测量和的测量来计算，其中f包括获得到测量的频率。此外，2x2矩阵的一个非对角分量在频率f下的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。在有些实施例中，在频率f下的I/Q减损和在频率-f下的I/Q减损被约束成使得在f下的I/Q减损由在-f下的I/Q减损来确定，或者使得在频率-f下的I/Q减损由在f下的I/Q减损来确定。例如，在频率f下的增益不平衡和在频率-f下的增益不平衡可以被约束成相等，并且在频率f下的相位歪斜和在频率-f下的相位歪斜可以被约束成相等(或者是彼此的负数)。在有些实施例中，假设增益不平衡是偶数并且假设相位歪斜是奇数。在这些实施例中，2x2矩阵的两个非对角分量可以设置成零；一个对角分量可以对应于纯直通滤波器(即，单位频率响应)；并且另一个对角分量在任意频率f下的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。在有些实施例中，2x2矩阵的两个对角分量都可以对应于纯直通滤波器；一个非对角分量可以设置成零；并且另一个非对角分量在任意频率f下的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。配置用于宽带校正的接收器在一组实施例中，接收器200可以如图2B中所示那样来配置。(接收器200可以包括以上联系方法100所述的特征的任意子集)。接收器200可以包括I/Q解调器210、数字化单元215和数字电路220。I/Q解调器210可以配置为接收模拟输入信号y(t)并且对模拟输入信号执行I/Q解调，以产生模拟同相(I)信号和模拟正交(Q)信号，表示为I(t)和Q(t)。I/Q解调器可以从本地振荡器电路接收一对正交载波。数字化单元215可以配置为对模拟I信号和模拟Q信号进行数字化，以分别产生被表示为I(n)和Q(n)的数字I信号和数字Q信号。数字化单元215可以从时钟发生电路接收转换时钟。数字化单元包括I-信道ADC和Q-信道ADC，每个都被相同的转换时钟驱动。数字电路220可以配置为根据数字滤波器的2x2矩阵对数字I信号和数字Q信号进行滤波(如上所述)，以产生滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号。数字滤波器的2x2矩阵可以配置为补偿(或者，至少部分补偿)接收器在一个频率范围内的I/Q减损。当利用数字滤波器的2x2矩阵编程时，数字电路使接收器200的行为更像数学上理想的接收器，即，具有理想I/Q解调器和理想数字化单元的接收器。在有些实施例中，数字电路220由可编程硬件元件或者诸如ASIC的专用数字电路系统来实现(或者，作为可编程硬件元件或者诸如ASIC的专用数字电路系统的一部分)。在有些实施例中，数字电路220是被配置为执行程序指令的处理器(或者包括该处理器，或者由该处理器实现)。在一种实施例中，处理器是诸如主计算机的计算机系统或者控制器板的一部分。在有些实施例中，接收器200可以包括用于通过对滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号执行符号解调来恢复信息位流的装置。恢复装置可以包括以下任意一个或多个：在接收器上执行的处理器、在主计算机上执行的处理器、在控制器板(例如，连同接收器一起安装在仪器仪表机箱(instrumentationchassis)上的控制器板)上执行的处理器、可编程硬件元件、ASIC。在有些实施例中，接收器200是(或者包括)测试仪器。参见以上对测试仪器的概念的讨论。用于把接收器配置为执行减损校正的方法在一组实施例中，用于配置接收器的方法300可以涉及图3中所示的操作。方法300可以用来把接收器配置为至少部分地补偿接收器的I/Q减损。方法300可以由计算机系统响应于程序指令的执行来实现。(方法300可以包括以上所述特征的任意子集)。在310，计算机系统可以接收接收器在一个频带上的I/Q减损的测量。(“在一个频带上”指测量包括在该频带内的多个不同频率的测量，例如，这些不同频率均匀地或者不均匀地覆盖该频带)。接收器可以包括I/Q解调器、一对模数转换器(ADC)以及数字电路，例如，如上所述。I/Q解调器可以配置为从模拟输入信号生成模拟I信号和模拟Q信号。ADC可以配置为对模拟I信号和模拟Q信号进行采样，以分别获得数字I信号和数字Q信号。数字电路可以配置为对数字I信号和数字Q信号进行滤波，以获得滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号。(参见以上对实现数字电路的各种途径的讨论)。在315，计算机系统可以基于该测量计算数字滤波器的2x2矩阵。可以计算数字滤波器的2x2矩阵，以便实现对接收器在该频带上的I/Q减损的至少部分补偿。2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算。此外，2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算。在320，计算机系统可以对数字电路进行编程，以实现数字滤波器的2x2矩阵，其中，当这样被编程时，数字电路被配置为至少部分地补偿接收器在该频带上的I/Q减损。对数字电路进行编程的动作涉及把数字滤波器的2x2矩阵(或者规定那些滤波器的参数)传送到数字电路或者数字电路使用的存储器。用于发送器的宽带校正方法在一组实施例中，用于补偿发送器的I/Q减损的方法400可以涉及图4中所示的操作。在410，可以接收数字同相(I)信号和数字正交(Q)信号。数字I信号和数字Q信号可以被解释为复值信号I(n)+jQ(n)的分量。例如，作为根据给定星座的符号调制的结果，数字I信号和数字Q信号可以携带一个或多个信息位流。在有些实施例中，数字I信号和数字Q信号可以解释为复值基带信号或中频(IF)信号的分量。在415，数字I信号和数字Q信号可以根据数字滤波器的2x2矩阵来滤波，以产生滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号。(滤波操作可以由发送器或者其它一些代理来执行)。滤波操作可以涉及根据以下关系来应用数字滤波器的2x2矩阵(hij)：IF(n)＝h11(n)*I(n)+h12(n)*Q(n),QF(n)＝h21(n)*I(n)+b22(n)*Q(n).数字滤波器的2x2矩阵可以预补偿(或者，至少部分预补偿)发送器在一个频率范围上(例如在宽到足以覆盖要发送的通信信号的带宽的频率范围上)的I/Q减损。数字滤波器的2x2矩阵可以具有以下属性。2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的I/Q减损的测量和作为频率的负数的函数的I/Q减损的测量来计算。例如，如果I/Q减损由增益不平衡函数g(f)和相位歪斜函数来表征，其中f覆盖该频率范围，则数字滤波器h22(或者数字滤波器h11，或者数字滤波器h11和h22中的每一个)的频率响应可以基于g(f)、g(-f)、和来计算。此外，2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的I/Q减损的测量和作为频率的负数的函数的I/Q减损的测量来计算。在接收器100的描述中，我们谨慎地限定(qualify)“根据数字滤波器的2x2矩阵”进行滤波的意思。那些相同的限定在这里适用于发送器补偿。在420，发送器可以把滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号转换成模拟形式，以分别获得模拟I信号和模拟Q信号。在425，发送器可以对模拟I信号和模拟Q信号执行I/Q调制，以产生调制了的模拟信号。调制了的模拟信号可以发送到传输介质上，例如，如上所述的传输介质。接收器可以接收调制了的模拟信号，可能以噪声扰动和信道失真形式。以上，我们把数字滤波器的2x2矩阵描述为“预补偿”发送器的I/Q减损。这是因为I/Q减损发生在数字滤波器的应用之后，尤其是在I/Q调制阶段。因而，2x2矩阵可以解释为应用逆失真，这种逆失真连同接下来的失真一起将给出对总体恒等映射的近似。在有些实施例中，滤波操作415可以在诸如FPGA的可编程硬件元件(PHE)或者在诸如专用集成电路(ASIC)的专用数字电路系统中执行。在有些实施例中，滤波操作415可以由处理器(例如主计算机系统或仪器仪表控制器板的处理器)响应于程序指令的执行而执行。在有些实施例中，发送器是测试仪器(例如，任意波形发生器或向量信号发生器)。测试仪器可以向接收器(例如被测接收器)发送调制了的模拟信号。在测试和测量的情况下，测试仪器校正其自身的减损但不校正接收器的减损是很重要的。因而，在这种情况下，上述(发送器的预补偿所基于的)发送器的I/Q减损的测量优选不包括接收器的I/Q减损。本专利公开内容描述用于仅测量发送器减损(与接收器减损清楚地分开)的方法。在有些情况下，可能预期发送器校正接收器的减损及其自身的减损。因而，数字滤波器的2x2矩阵可以基于发送器和接收器组合的I/Q减损的测量来计算。关于基于作为f的函数的减损和作为-f的函数的减损计算频率响应的相同原理在这里也适用。在频率f和频率-f下的发送器减损之间的约束在有些实施例中，可以假设发送器在正频率上的I/Q减损和发送器在负频率上的I/Q减损是函数相关的。在一种这样的实施例中，数字滤波器的2x2矩阵的计算可以如下简化。2x2矩阵的至少一个对角分量在该频率范围内的任意频率f下的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。例如，如果I/Q减损由增益不平衡函数g(f)和相位歪斜函数表征，则分量h22的频率响应值H22(f)可以仅基于g(f)的测量和的测量来计算，其中f包括已获得测量的频率。此外，2x2矩阵的至少一个非对角分量在频率f下的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。在有些实施例中，在频率f下的I/Q减损和在频率-f下的I/Q减损被约束成使得在f下的I/Q减损由在-f下的I/Q减损确定，或者使得在频率-f下的I/Q减损由在f下的I/Q减损确定。例如，在频率f下的增益不平衡和在频率-f下的增益不平衡可以约束成相等，并且在频率f下的相位歪斜和在频率-f下的相位歪斜可以约束成相等(或者作为替代，是彼此的负数)。在有些实施例中，假设增益不平衡是偶数并且假设相位歪斜是奇数。于是，2x2矩阵的两个非对角分量可以设置成零；一个对角分量可以对应于纯直通滤波器(即，单位频率响应)；并且另一个对角分量在任意频率f下的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。在有些实施例中，2x2矩阵的两个对角分量都可以对应于纯直通滤波器；一个非对角分量可以设置成零；并且另一个非对角分量在任意频率f下的频率响应可以仅基于在频率f下的I/Q减损的测量(或者作为替代，仅基于在频率-f下的I/Q减损的测量)来计算。为宽带校正配置的发送器在一组实施例中，发送器500可以如图5中所示那样配置。(发送器500可以并入以上联系方法400所述的特征的任意子集)。发送器500可以包括数字电路510、数模转换器(DAC)单元515和I/Q调制器520。数字电路510可以配置为接收数字同相(I)信号和数字正交(Q)信号，并且利用数字滤波器的2x2矩阵对数字I信号和数字Q信号进行滤波，以产生滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号。(滤波可以如以上以各种不同方式所述的那样执行)。数字I信号和数字Q信号可以携带一个或多个信息位流。可以计算数字滤波器的2x2矩阵，以便预补偿(或者，至少部分预补偿)发送器在一个频率范围内的I/Q减损。2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的I/Q减损的测量和作为频率的负数的函数的I/Q减损的测量来计算。此外，2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的I/Q减损的测量和作为频率的负数的函数的I/Q减损的测量来计算。数字电路510被说成“预补偿”发送器的I/Q减损，因为I/Q减损在数字电路之后的发送器阶段中发生，尤其是在I/Q调制器520中。因而，数字电路(通过应用数字滤波器的2x2矩阵)对复信号I(n)+jQ(n)引入了预失真，使得其后跟随着后续减损的预失真的净效果将近似于没有I/Q减损的理想发送器。换句话说，数字电路施加逆失真，该逆失真与主体失真(subjectdistortion)相结合来近似恒等映射(即，恒等于单位函数(unity)的频率响应函数)。DAC单元515可以配置为把滤波了的I和Q信号转换成模拟形式，以便获得相应的模拟I信号和模拟Q信号。DAC单元515可以从时钟发生单元接收转换时钟。数字电路510可以接收相同的转换时钟，使得它以与DAC单元把样本转换成模拟形式(I(t),Q(t))的相同速率生成复数样本(IF(n),QF(n))。I/Q调制器520可以配置为对模拟I信号和模拟Q信号执行I/Q调制，以产生调制了的模拟信号。调制了的模拟信号可以通过传输介质发送到接收器。I/Q调制的概念在通信领域中是众所周知的。例如，I/Q调制可以通过以下表达式来建模：x(t)＝I(t)cos(ωt)-Q(t)sin(ωt)＝Re{(I(t)+jQ(t))exp(jωt)},其中ω是载波频率。在有些实施例中，数字电路510由可编程硬件元件或者诸如ASIC的专用数字电路系统实现(或者，作为可编程硬件元件或者诸如ASIC的专用数字电路系统实现的一部分)。在有些实施例中，数字电路510是配置为执行程序指令的处理器(或者包括该处理器，或者由该处理器实现)。在一种实施例中，处理器是诸如主计算机系统的计算机系统或者控制器板的一部分。在有些实施例中，发送器500可以是测试仪器。参见以上在方法400情况下对测试仪器的讨论。用于为减损校正而配置发送器的方法在一组实施例中，用于配置发送器的方法600可以涉及图6中所示的操作。方法600可以用来把发送器配置为至少部分地补偿发送器的(或者由发送器引入的)I/Q减损。方法600可以由计算机系统响应于程序指令的执行而执行。在610，计算机系统可以接收发送器在一个频率范围内的I/Q减损的测量。(“在一个频率范围内”暗示I/Q减损的测量是在该频率范围内的多个频率(例如，均匀地或者不均匀地覆盖该频率范围的频率)下获得的)。发送器可以包括数字电路、一对数模转换器(DAC)以及I/Q调制器。数字电路可以配置为对数字I信号和数字Q信号进行滤波，以分别获得滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号。这对DAC可以被配置为把滤波了的数字I信号和滤波了的数字Q信号转换成模拟形式，以便分别获得模拟I信号和模拟Q信号。I/Q调制器可以配置为利用模拟I信号和模拟Q信号调制承载信号，以获得调制了的承载信号。调制了的承载信号可以通过传输信道发送到接收器。在615，计算机系统可以基于该测量计算数字滤波器的2x2矩阵。可以计算数字滤波器的2x2矩阵，以实现对接收器在该频率范围内的I/Q减损的预补偿(或者，至少部分预补偿)。2x2矩阵的至少一个对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算。此外，2x2矩阵的至少一个非对角分量的频率响应可以基于作为频率的函数的测量和作为频率的负数的函数的测量来计算。在620，计算机系统可以对数字电路进行编程，以实现数字滤波器的2x2矩阵，其中，当这样被编程时，数字电路被配置为至少部分地预补偿该频率范围内的I/Q减损。对数字电路进行编程的动作涉及把数字滤波器(或者规定滤波器的参数)传送到数字电路或者由数字电路使用的参数存储器。在各种实施例中，数字电路可以是可编程硬件元件、专用集成电路(ASIC)、在程序指令的控制下执行的处理器，或者其任意组合。用于宽带减损补偿的数字滤波器的推导如上所述，数字滤波器的2x2矩阵可以用来补偿在接收器或发送器的I/Q减损。(实际上，发送器和接收器都可以采用矩阵补偿，每个都利用其自身的2x2补偿矩阵。发送器的补偿矩阵可以基于发送器的I/Q减损来计算，而接收器的补偿矩阵可以基于接收器的I/Q减损来计算)。这部分将推导在2x2矩阵具有图7所示的特殊形式的特殊情况下用于数字滤波器的频率响应。由于增益不平衡g和相位歪斜是相关测量，因此我们有自由把增益不平衡和相位歪斜建模为仅由于一个信道(I或Q)的失真，而另一个信道是理想的。图7代表把增益不平衡和相位歪斜都建模为仅由于Q信道上失真的选择。图8说明了相反的选择。(因而，频率响应H11和H12用来实现补偿，而H22＝1并且H21＝0)。还可以把增益不平衡建模为仅由于一个信道上的振幅失真，把相位歪斜建模为仅由于相对信道上的相位失真。作为再另一种另选方案，可以把增益不平衡和/或相位歪斜建模为由于两个信道上的部分失真，例如，如图9所提出的。因而，数字补偿可以利用全部四个频率响应H11、H12、H21和H22来执行。在理解基于图7的以下推导之后，本领域技术人员将发现把相同的数学原理应用到所有其它情况是很简便的。图7可以解释为由接收器的数字电路220执行的滤波操作或者由发送器的数字电路510执行的滤波操作。因而，以下推导同时适用于发送器的补偿矩阵和接收器的补偿矩阵。虽然补偿是数字方式来应用的，但是为了简化，以下推导将关于连续的时间t来表示。为了实现补偿，我们寻找频率响应U(ω)和V(ω)，以使得，对于在频带(例如，关于零对称的频带)内的所有频率ω或者至少在可以获得减损g(ω)和的测量的选定频率处，失真的信号被变换成校正了的信号cos(ωt)+jsin(ωt)。g(ω)是对应于频率ω的增益不平衡，而是对应于频率ω的相位歪斜。因而，我们获得等式：其中“＊”表示卷积，其中u(t)和v(t)是分别对应于频率响应U(ω)和V(ω)的脉冲响应。通过进行替换cos(θ)＝(1/2){exp(jθ)+exp(-jθ)}sin(θ)＝(-j/2){exp(jθ)-exp(-jθ)}我们获得等式由于exp(jωt)和exp(-jωt)的线性独立性，我们获得以下两个等式：因为等式(b)对所有ω成立，我们可以用-ω来替代ω，因而获得以下等式(b’)。等式(a)和(b’)规定了未知向量[U(ω),V(ω)]T中的矩阵等式，其解由下式给出：观察到U(ω)和V(ω)分别都依赖于g(ω)、g(-ω)、和(数字滤波器的)频率响应依赖于在ω和-ω下的减损信息的这种属性通常比用图7的特殊矩阵形式更适用。实际上，它适用于任何形式的补偿矩阵。还观察到U和V关于频率是共轭对称的：U(-ω)＝U(ω)*andV(-ω)＝V(ω)*,如对于其脉冲响应完全是实数的滤波器所预期的。为了简化设计对应于频率响应U(ω)和V(ω)的数字滤波器(脉冲响应)的过程，依照其偶数部分和奇数部分来表示那些频率响应会是有用的：U(ω)＝A(ω)+B(ω)A(ω)＝(1/2){U(ω)+U(-ω)}B(ω)＝(1/2){U(ω)-U(-ω)}V(ω)＝C(ω)+D(ω)C(ω)＝(1/2){V(ω)+V(-ω)}D(ω)＝(1/2){V(ω)-V(-ω)}.在时域，对应的表示是：u(t)＝a(t)+b(t)a(t)＝(1/2){u(t)+u(-t)}b(t)＝(1/2){u(t)-u(-t)}v(t)＝c(t)+d(t)c(t)＝(1/2){v(t)+v(-t)}d(t)＝(1/2){v(t)-v(-t)},其中u、a、b、v、c和d是分别对应于频率响应U、A、B、V、C和D的脉冲响应。利用以上为U(ω)和V(ω)推导的表达式，接着有：以上表达式可以用来基于测量的或估计的减损函数g和计算频率响应U和V。这些表达式同等适用于在接收器的后补偿或者在发送器的预补偿。换句话说，用于预校正I/Q减损g(f)和的频率响应U(ω)和V(ω)与用于后补偿那些相同I/Q减损的频率响应相同。计算出的频率响应U和V可以用来利用各种已知的滤波器设计算法中任意一种确定对应的脉冲响应u(n)和v(n)。关于具有奇频率响应的滤波器的注意事项给定具有奇频率响应B(ω)的滤波器，基本的事实是由EB(ω)＝jB(ω)sgn(ω)给出的函数EB(ω)是偶数的并且具有如下属性：b(t)*x(t)＝HT(eB(t)*x(t)).其中HT是Hilbert变换算子，其中b(t)是对应于B(ω)的脉冲响应，并且x(t)是任意输入函数，其中sgn(ω)在ω大于零时为1并且在ω小于零时为-1。如果我们把这个事实应用到来自以上讨论的奇函数B(ω)和D(ω)，则我们将得到对应的偶函数：关于偶数g(ω)和奇数的特殊情况的注意事项在许多情形下，增益不平衡函数可以建模为偶数并且相位歪斜函数可以建模为奇数，即，g(ω)＝g(-ω)和在这些约束下，U(ω)＝0并且V(ω)是复数。关于偶数g(ω)和偶数的特殊情况的注意事项以上为U(ω)和V(ω)导出的表达式通常是复值。但是，当增益不平衡和相位歪斜函数是偶数时，即，g(ω)＝g(-ω)和则U(ω)和V(ω)变成实数值：对在单个频率下的后校正接收器减损的常量矩阵在一组实施例中，用于操作接收器(或者操作包括接收器的系统)的方法1000可以涉及图10中所示的操作。在1010，接收器可以接收模拟输入信号。模拟输入信号可以从传输介质接收，例如，如上所述。在1015，接收器可以对模拟输入信号执行I/Q解调，以产生模拟同相(I)信号和模拟正交(Q)信号，例如，如上所述。在1020，接收器可以对模拟I信号和模拟Q信号进行数字化，以分别产生数字I信号和数字Q信号。在1025，接收器可以根据常量2x2矩阵c＝(cij)变换数字I信号和数字Q信号，以产生结果数字I信号和结果数字Q信号。变换可以通过应用以下矩阵相乘来执行：其中IR(n)和QR(n)分别代表结果数字I信号和结果数字Q信号。2x2矩阵c可以配置为后补偿(或者，至少部分后补偿)接收器在特定频率f下的测量的I/Q减损。矩阵c可以具有以下属性。对角元素c11和c22中至少一个可以基于接收器在频率f下的测量的I/Q减损来计算。例如，系数c22可以作为测量的值g(f)和/或测量的值的函数来计算，其中g是增益不平衡函数，而是相位歪斜函数。类似地，非对角元素c12和c21中至少一个可以基于接收器在频率f下的测量的I/Q减损来计算。例如，系数c21可以作为测量的值g(f)和/或测量的值的函数来计算。在有些实施例中，这四个矩阵元素中的每一个都类似地计算(即，基于在f下测量出的减损)。对于矩阵c的一种可能实施例，参见“在单个频率下执行传统的减损补偿”部分。令cij(f)表示用来根据在频率f下的I/Q减损确定系数cij的函数表达式。由于函数表达式cij(f)关于频率f的连续性，因此矩阵c(f)是对矩阵c(f+Δf)的良好近似，只要Δf足够小就可以。因而，当接收器使用矩阵c(f)执行变换操作1025时，接收器将在f周围的频率附近实现至少部分补偿。补偿的质量通常将随着Δf绝对值的增加而降级。在有些实施例中，模拟输入信号是纯正弦音调，例如，在频率f下的音调或者在频率f+fLO下的音调，其中fLO是接收器的本地振荡器的频率。在其它实施例中，模拟输入信号是携带二进制信息流的通信信号。在有些实施例中，矩阵c具有其一个对角元素为一的附加属性。在有些实施例中，矩阵c具有其一个非对角元素为零的附加属性。在有些实施例中，矩阵c具有以下特殊形式之一：如上所述，变换操作1025是“根据2x2矩阵”执行的。那个限定短语不意味着需要接收器包括实现与一的简单相乘(或者与零的简单相加)的乘法器(或加法器)。例如，在以上给出的第一种特殊形式中，结果数字I信号等于数字I信号：IR(n)＝I(n)。这完全不需要计算。可以简单地把I(n)输入传递到IR(n)输出。在一组实施例中，接收器1100可以如图11中所示的那样配置。(接收器1100可以并入以上联系方法1000所述的特征的任意子集)。接收器1100可以包括I/Q解调器1110、数字化单元1115和数字电路1120。I/Q解调器1110可以配置为接收模拟输入信号，并且对模拟输入信号执行I/Q解调，以产生模拟同相(I)信号和模拟正交(Q)信号。模拟输入信号可以从传输介质接收，如上所述。数字化单元1115可以配置为对模拟I信号和模拟Q信号进行数字化，以分别产生数字I信号和数字Q信号。数字电路1120可以配置为根据常量的2x2矩阵变换数字I信号和数字Q信号，以产生结果数字I信号和结果数字Q信号。2x2矩阵可以配置为至少部分地补偿接收器在特定频率f下的I/Q减损。对应于2x2矩阵的第一个对角元素的第一个常量可以基于接收器在频率f下的测量的I/Q减损来计算。此外，对应于2x2矩阵的第一个非对角元素的第二个常量可以基于接收器在频率f下的测量的I/Q减损来计算。在有些实施例中，这四个常量中的每一个都类似地计算(即，基于在f下的测量的减损)。在一组实施例中，用于配置接收器的方法1200可以涉及图12中所示的操作。方法1200可以用来把接收器配置为至少部分地补偿接收器在给定频率f下的I/Q减损。方法1200可以由计算机系统响应于程序指令的执行来实现。(方法1200可以包括以上联系图10和11所述的特征的任意子集)。在1210，计算机系统可以接收接收器在频率f下的测量的I/Q减损。接收器可以包括I/Q解调器、模数转换(ADC)单元和数字电路，例如，如以上联系图10和11所描述的。I/Q解调器可以配置为根据模拟输入信号生成模拟I信号和模拟Q信号。ADC单元可以配置为对模拟I信号和模拟Q信号进行采样，以分别获得数字I信号和数字Q信号。数字电路可以配置为变换数字I信号和数字Q信号，以获得结果数字I信号和结果数字Q信号。(参见以上对实现数字电路的各种途径的讨论)。在1215，计算机系统可以基于在频率f下测量出的I/Q减损计算常量的2x2矩阵。可以计算该2x2矩阵，以实现对在频率f下测量出的I/Q减损的至少部分补偿。2x2矩阵的至少一个对角分量可以基于在频率f测量出的I/Q减损来计算。此外，2x2矩阵的至少一个非对角分量可以基于在频率f下测量出的I/Q减损来计算。在1220，计算机系统可以对数字电路进行编程，以实现常量的2x2矩阵，其中，当这样被编程时，数字电路配置为至少部分地补偿在频率f下测量出的I/Q减损。对数字电路进行编程的动作涉及把2x2矩阵(或者规定该矩阵的信息)传送到数字电路或者数字电路所使用的存储器。在单个频率下的真正矩阵预校正在一组实施例中，用于补偿发送器在特定频率f下的I/Q减损的方法1300可以涉及在图13中所示的操作。在1310，可以接收数字同相(I)信号和数字正交(Q)信号(例如，如以上以各种不同形式描述的)。在有些实施例中，数字I信号和数字Q信号一起可以代表在频率f下的复指数音调。在其它实施例中，数字I信号和数字Q信号可以携带相应的二进制信息流。数字I信号和数字Q信号可以是复数基带信号或者复数中频信号的分量。在1315，数字I信号和数字Q信号可以根据常量的2x2矩阵c＝(cij)来变换，以产生结果数字I信号和结果数字Q信号。(变换可以由发送器或某种其它代理执行)。变换可以由以下矩阵相乘来描述：其中IR(n)和QR(n)分别代表结果数字I信号和结果数字Q信号。2x2矩阵可以配置为预补偿(或者，至少部分预补偿)发送器在频率f下的I/Q减损。参见以上关于“预补偿”本质的讨论。简而言之，变换的应用引入逆失真，这种逆失真与接下来的发送器阶段的失真相结合，使得发送器的输入-输出行为看起来更理想。应当注意，以上关于“根据2x2矩阵”变换的意义的讨论在这里也适用。2x2矩阵c可以具有以下属性。对角元素c11和c22中至少一个可以基于在频率f下的I/Q减损的测量和在频率-f下的I/Q减损的测量来计算。例如，对角元素c22可以基于g(f)、g(-f)、和中的每一个的测量出的值来计算，其中g是增益不平衡函数，而是相位歪斜函数。例如，对角元素c22可以基于g(f)、g(-f)、和中的每一个的测量出的值来计算，其中g是增益不平衡函数，而是相位歪斜函数。此外，非对角元素c12和c21中的至少一个可以基于在频率f下的测量和在频率-f下的测量来计算。在有些实施例中，这四个系数中的每一个都可以基于在频率f下的测量和在频率-f下的测量来计算。对于矩阵c的一种可能实施例，参见“计算真正的单点向量校准常量”部分。测量出的减损可以是在破坏的输出(即，I/Q调制器)处测量出的减损，并且，如果可以在输入处测量的话，就会与该减损不同。作为替代，该方法可以包括把在+f和-f下的输出减损变换成仅在+f下的输入减损，然后利用仅在+f下的输入减损根据简化的公式计算矩阵常量。变换可以如下推导。首先，利用等式(7.9)和(7.10)基于在+f和-f下的输出减损导出对U(f)和V(f)的专用表达式，其中gin(f)＝gin(-f)＝1并且然后，基于等式(7.7)计算输入减损gin(f)和其中gout(f)＝1并且然后，矩阵常量可以基于gin(f)和来确定，例如，根据关系和通过操作1315实现的补偿的质量将受到减损测量的质量的限制。本专利公开内容描述了用于在任何给定频率下、或者在整个频率范围内获得发送器的I/Q减损的质量测量的方法。令cij(f)表示用来根据在频率f下的I/Q减损和在频率-f下的I/Q减损确定系数cij的函数表达式。由于函数表达式cij(f)关于频率f的连续性，因此矩阵c(f)是对矩阵c(f+Δf)的良好近似，只要Δf足够小就可以。因而，当发送器使用矩阵c(f)执行变换操作1315时，发送器将在f周围的频率附近实现至少部分补偿。补偿的质量通常将随着Δf绝对值的增加而降级。在1320，发送器可以把结果数字I信号和数字Q信号转换成模拟形式，以便获得相应的模拟I信号和模拟Q信号。在1325，发送器可以对模拟I信号和模拟Q信号执行I/Q调制，以产生调制了的模拟信号，例如，如上所述。在有些实施例中，矩阵c具有以下特殊形式之一：在以上第一种特殊形式中，常量c21和c22可以基于值A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)来计算，如在“计算真正的单点向量校准常量”部分中所描述的，尤其是在等式(1.81)和(1.82)。在有些实施例中，变换1315可以在诸如FPGA的可编程硬件元件上或者在诸如专用集成电路(ASIC)的专用数字电路系统中执行。可以为可编程硬件元件或专用数字电路系统提供驱动ADC转换的相同采样时钟。在有些实施例中，变换1315可以由处理器响应于程序指令的执行来执行。处理器可以被并入作为发送器的一部分或者作为诸如主计算机或控制器板的另一系统的一部分。在一组实施例中，发送器1400可以如图14中所示的那样配置。(发送器1400可以包括以上联系方法1300所述的特征的任意子集)。发送器1400可以包括数字电路1410、DAC单元1415和I/Q调制器1420。数字电路1410可以配置为接收数字同相(I)信号和数字正交(Q)信号，并且根据常量的2x2矩阵变换数字I信号和数字Q信号，以产生结果数字I信号和结果数字Q信号。数字电路1410可以按各种形式中的任意一种实现，例如，如以上联系方法1300以各种不同方式描述的。DAC单元1415可以配置为把结果数字I信号和结果数字Q信号转换成模拟形式，以便分别获得模拟I信号和模拟Q信号。I/Q调制器1420可以配置为对模拟I信号和模拟Q信号执行I/Q调制，以产生调制了的模拟信号。2x2矩阵配置为至少部分预补偿发送器在频率f下的I/Q减损。对应于2x2矩阵的第一个对角元素的第一个常量可以基于在频率f下的I/Q减损的测量和在频率-f下的I/Q减损的测量来计算。对应于2x2矩阵的第一个非对角元素的第二个常量可以基于在频率f下的测量和在频率-f下的测量来计算。“在频率f下的减损”的意思本公开内容重复地使用术语“在频率f下的I/Q减损”。不管这个术语用于发送器、接收器还是包括发送器、传输路径和接收器的串联组合，它都在其意义范围内包括在频率f下由利用复指数音调exp(j2πft)＝cos(2πft)+jsin(2πft)刺激所讨论的系统所导致的I/Q减损，如图15中所示。系统的实数输出和虚数输出可以表示为：在频率f下的I/Q减损可以包括由下式给出的增益不平衡g(f)和相位歪斜g(f)＝gQ(f)/gI(f)在这里，我们采用利用I信道作为对增益不平衡和相位歪斜的参考的惯例。但是，本文所述的发明性原理同等适用于任何其它参考惯例。例如，也可以刚好使用相反的惯例(即，选择Q信道作为对增益不平衡和相位歪斜的参考)，或者增益不平衡参考一个信道并且相位歪斜参考另一个信道的惯例。因为我们对补偿两个信道之间的增益不平衡和相位差感兴趣，所以我们可以把增益不平衡和相位歪斜建模为看起来全都在I信道上或者全都在Q信道上。例如，图16说明了后一种选择。因而，Q信道输出具有形式：I/Q减损的物理后果在频率f下的I/Q减损的后果是在频率-f下出现不期望的信号能量。为了看到这点，我们如下分析复数输出信号：(我们从f切换到ω＝2πf，仅仅是为了记法的简洁)。因而，响应于刺激信号exp(jωt)，系统在频率ω下产生具有复数振幅ATONE(ω)的复指数音调并且在频率-ω下产生具有复数振幅AIMAGE(ω)的复指数音调。在频率ω下的复指数音调常常简单地称为“音调”，而在频率-ω下的复指数音调常常被称为“镜像”。如预期的，当g(ω)→1并且时，ATONE(ω)→1并且AIMAGE(ω)→0。期望让g(ω)尽可能接近一并且让尽可能接近零。(在这里针对增益不平衡假设线性标度。增益不平衡也可以按对数标度来表示，例如，以dB为单位，在这种情况下，0dB代表无增益不平衡的情况。)从以上讨论，可以容易地看到两个系统的串联组合，第一个具有增益不平衡g1(ω)和相位歪斜并且第二个具有增益不平衡g2(ω)和相位歪斜没有给出净增益不平衡g(ω)＝g1(ω)g2(ω)和净相位歪斜(这是因为第二个系统不是被纯复指数exp{jωt}刺激的)。真正的关系更加复杂。镜像抑制(ImageRejection)镜像抑制是对复数振幅ATONE(ω)和AIMAGE(ω)的相对量值的测量。例如，根据一种常规定义：镜像抑制＝20*log(AIMAGE|/|ATONE|).因为|AIMAGE|通常小于|ATONE|，所以镜像抑制通常是负的。镜像抑制越负越好。后补偿与预补偿后补偿的概念涉及把补偿块耦合到呈现I/Q减损的系统的输出。补偿块配置为使得后面跟随着补偿块的系统的串联组合表现出(或者，近似表现出)具有单位增益不平衡和零相位歪斜的理想模型。当系统被在频率ω下的复指数音调刺激时，它将生成可以建模为的失真的复信号，其中g(ω)和是系统在频率ω下的I/Q减损。补偿块对失真的复信号进行操作，以生成等于在频率ω下的原始复指数音调的校正了的输出信号。因而，补偿块被说成是“补偿”或“后补偿”系统在频率ω下的I/Q减损。I/Q减损的宽带后补偿意味着对在频率范围或频带内的每个频率ω下的I/Q减损的后补偿。预补偿的概念涉及把补偿块放在系统的前面，即，补偿块的输出耦合到系统的输入。补偿块配置为使得后面跟随着系统的补偿块的串联组合表现出(或者，近似表现出)具有单位增益不平衡和零相位歪斜的理想模型。响应于在频率ω下的复指数音调，补偿块将产生预失真了的复信号。系统接收预失真了的复信号并且进一步使该信号失真(通过引入I/Q减损)，由此产生复数输出信号。补偿块生成预失真了的复信号，使得来自系统的复数输出信号等于在频率ω下的原始复指数音调。因而，补偿块被说成“补偿”或“预补偿”系统在频率ω下的I/Q减损。I/Q减损的宽带预补偿意味着对在频率范围或频带内的每个频率下的I/Q减损的预补偿。在单个频率下执行传统减损补偿如果对在特定频率ω0下的I/Q减损的后补偿感兴趣，就可以使用具有实数常量α和β的图17的框图。通过常量的适当选择，被扰乱的复数输入信号将映射到校正了的输出信号cos(ω0t)+jsin(ω0t),如所期望的。适当的值为：这种补偿方法在本文中被称为“传统单点补偿”。由于增益不平衡g和相位歪斜关于频率ω的连续性，因此实数常量α和β将对在ω0附近的频率下的I/Q减损实现部分补偿，随着离ω0的距离的增加，补偿质量降级。但是，因为g(ω0)通常不同于g(-ω0)并且通常不同于所以针对补偿在频率ω0下的I/Q减损的适当值对(α,β)通常与针对补偿在频率-ω0下的I/Q减损的适当值对不同。因而，不幸的是，通常不能找出同时对ω0和-ω0都起作用的单个值对。在以上导出的α和β的值针对在单个频率ω0下的I/Q减损的后补偿理想地起作用的同时，它们还可以用于在单个频率ω0下的I/Q减损的预补偿，通常其结果不那么理想。(虽然它给出不太理想的结果，但是本文所述的各种方法可以采用这种预补偿，这部分地是因为它不需要知道在频率-ω0下的I/Q减损)。为了实现在单个频率下的I/Q减损的理想预补偿，参见“计算真正的单点向量校准常量”部分。宽带I/Q减损均衡图18绘出了将贯穿本专利公开内容重复使用的系统H的基本模型，例如，以代表由接收器执行的均衡滤波和由发送器执行的均衡滤波。(均衡在这里用作I/Q减损补偿的同义词)。在系统H代表接收器的均衡滤波的情况下，复数输入信号I(t)+jQ(t)代表由在先的系统G提供的失真了的信号，如图19中所说明的那样。系统G响应于在频率f下被复指数信号i(t)+jq(t)＝exp(j2πft)刺激而生成失真的信号增益不平衡g(f)和相位歪斜是系统G在频率f下的I/Q减损。系统G可以代表接收器前端的基带等价物，即，接收器从其RF输入处到I/Q数字化单元的输出处的部分。作为替代，在预期接收器补偿发送器的I/Q减损及其自身的I/Q减损的情况下，系统G可以代表从发送器的I/QDAC单元的输入处到接收器I/Q数字化单元的输出处的路径。对于在期望频带中的所有f，系统H对失真的输入进行操作，以便产生校正了的输出信号I'(t)+jQ'(t)＝exp(j2πft)。但是，注意，由{exp(j2πft)：给定频率范围内的f}给出的集合B构成被频带限制到给定频率范围的函数空间{x(t)}的基础。因为后面跟随着H的G的串联组合是对基集B的每个函数的恒等映射，所以，由于线性，它将是对所有频带限制函数x(t)的恒等映射。均衡系统H可以由接收器的数字电路220实现，如以上以各种不同方式描述的。在系统H代表发送器的均衡滤波的情况下，我们把H解释为接收基函数并且，响应于该基函数，生成如图20A中所示的预补偿了的复信号I'(t)+jQ'(t)＝exp(j2πft)。应当注意，由给定频率范围中的f}给出的集合X也构成被频带限制到给定频率范围的函数空间{x(t)}的基础。预补偿的信号通过以下系统G而失真。系统G生成失真了的信号其中g(f)和代表系统G在频率f下的增益不平衡和相位歪斜。因为后面跟随着G的H的串联组合是关于基集X的每个函数的恒等映射，所以它将是关于所有频带限制函数x(t)的恒等映射。因而，当在频带内的任何频率f下被复指数音调exp(j2πft)刺激时，该串联组合将在其输出处产生相同的复指数音调，如图20B中所示。系统G可以代表发送器的RF前端的基带等价物，即，从发送器的DAC单元的输入处到RF输出处的发送器部分。作为替代，在预期发送器补偿接收器的I/Q减损及其自身的I/Q减损的情况下，系统G可以代表从发送器的DAC的输入处到接收器的数字化单元的输出处的路径。系统H可以由数字电路510实现，如以上以各种不同方式描述的。复指数贯穿本分析使用，因为任何频带限制信号都可以经傅立叶分析表示为复指数的总体的叠加。当比较同相(I)信道和正交相(Q)信道时，I/Q减损可以包括增益的不平衡，并且由于不理想的正交混合而发生相位歪斜。(相位歪斜扰动I和Q信道之间理想的90度相位关系)。虽然相位歪斜通常建模为正交混合中的不理想，但它也可以建模为I(t)和Q(t)信号之间的相位歪斜。在以上所讨论的两种情况下，到失真模型G的输入都是复指数信号。由于I/Q减损是相对的，因此我们可以假设I/Q减损完全出现在Q(t)输出，而I(t)输出是理想的。虽然也可以作其它假设，但是这个假设将简化以下的数学推导。均衡系统H可以由2x2频率响应矩阵H(f)＝(Hij(f))，或者等价地由实数值脉冲响应的2x2矩阵h(t)＝(hij(t))来建模。但是，在以上确认的关于在失真模型G的输出处如何表示减损的假设下，矩阵H可以简化为图21中所示的结构，即，H11(f)＝1且H12(f)＝0。为了记法的效率，我们定义U(f)＝H21(f)且V(f)＝H22(f)。因而，I'(t)＝I(t)Q’(t)＝u(t)*I(t)+v(t)*Q(t)，其中u(t)和v(t)是分别对应于U(f)和V(f)的脉冲响应。任何实数值滤波器都必然具有对称的量值响应和反对称的相位响应。换句话说，x(t)是实数暗示对于所有f，|X(f)|＝|X(-f)|Phase{X(-f)}＝-Phase{X(f)}其中X(f)是x(t)的傅立叶变换。因此，频率响应V(f)不能在频率f和-f下应用独立的减损校正。在典型情况下，g(f)与g(-f)不同，并且与不同。因而，自身动作的滤波器V(即，U恒等于零)不足以提供在f和-f下的校正。如果目标是仅校正在仅正频率之上或仅负频率之上的宽带I/Q减损，那么滤波器V将足够。(注意：只要减损被约束至g(f)＝g(-f)且自身动作的V就可以校正+f和-f减损，如在“添加约束”部分中被证明的)。但是，由于期望校正频谱的两侧，因此引入第二个滤波器U(f)。应用来自同相分量的另一个滤波器并且把它加到正交相信道中提供了控制复数频率的两侧所需的自由度。这是由于同相分量I(t)＝cos(2πft)对于频率f和-f相同而正交相分量的相位在从f变成-f时改变180度的事实。为了求解U(f)和V(f)，需要知道它们各自的输出信号。为了简化数学推导，U(f)和V(f)都被分成它们的偶数部分和奇数部分，如图22中所示。因而，A(f)和B(f)是U(f)的偶数部分和奇数部分，而C(f)和D(f)是V(f)的偶数部分和奇数部分。由于任何实数值滤波器都必然具有对称的量值响应，因此我们可以通过只对每个频谱A、B、C和D的正频率部分求解来降低复杂性。但是，为了实现对负频率以及正频率的减损补偿，不能简单地忽略对应于负频率的输入I(t)+jQ(t)。相反，依赖于正弦函数的奇对称性和余弦函数的偶对称性，我们通过把它们表示为等效的正频率输入来考虑这种输入：因而，我们将对A、B、C和D的正频率部分而得出两个等式，第一个基于输入并且第二个基于输入其中对于这两个等式都有f>0。如果滤波器被约束成具有对称脉冲响应，则滤波器将呈现对称的量值响应和零相位响应。对于滤波器a(t)和c(t)，是这样的情况。但是，如果滤波器的脉冲响应是反对称，则它将呈现对称的量值响应，但将呈现等于-(π/2)sgn(f)的相位响应。因而，反对称的脉冲响应等效于后面跟随着Hilbert变换的偶脉冲响应。对于滤波器b(t)和d(t)，是这样的情况。因此，滤波器b(t)可以表示为之后跟着Hilbert变换(HT)的偶脉冲响应eB(t)，如图23中所示。类似地，滤波器d(t)可以表示为之后跟着Hilbert变换(HT)的偶脉冲响应eD(t)。EB(f)和ED(f)是分别对应于eB(t)和eD(t)的频率响应。现在，原始滤波器A、B、C和D的确切输出可以很容易地确定。图24A示出了四个滤波器A、B、C和D响应于信号I1(t)+jQ1(t)的输出。图24B示出了四个滤波器响应于信号I2(t)+jQ2(t)的输出。图24A和24B中的每一个都可以针对正f(或者非负f)直接转化成A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)中对应的线性等式。我们使用以下记法：g1(f)＝g(f)forf＞0g2(f)＝g(-f)forf＞0图24A和24B分别给出了等式(1.1)和(1.2)，这在图25中示出。图26A和26B给出了对应的矢量图。(回想在矢量图中cos(2πft)映射到1，并且sin(2πft)映射到-j)。图26A中向量的水平投影给出以下等式(1.3)；垂直投影给出等式(1.4)。类似地，图26B中向量的水平投影给出等式(1.5)；垂直投影给出等式(1.6)：这个等式系统是未知向量(A，EB，C，ED)中的4x4线性系统：其中并且矩阵P的确定由下式给出：Det(P)＝w2+x2+y2+z2-2wy+2xz.(1.13)只要就存在唯一的解向量(A(f)，EB(f)，C(f)，ED(f))。作为例子，等式不能在相位歪斜和增益不平衡g(f)都完全为奇数的时候求解。但是，对于增益不平衡g(f)完全为奇数，这是没意义的，因为增益不平衡通常对于所有f都接近一，或者至少被某个正的常量下界定。利用Cramer法则，我们发现A(f)＝-2(wz+xy)/Det(P).(1.16)EH(f)＝(-w2-x2+y2+z2)/Det(P)(1.17)C(f)＝2(x+z)/Det(P)(1.18)ED(f)＝2(w-y)/Det(P).(1.19)把等式(1.9)至(1.14)替换到等式(1.16)至(1.19)中将产生等式(1.20)至(1.23)，在图27中示出。添加约束在许多情况下，增益不平衡和相位歪斜近似常见的约束。这部分对一些典型的现实世界的条件简化了等式(1.20)至(1.23)。对于最理想的补偿，可以使用等式(1.20-1.23)。但是，如果补偿性能可以放松，则添加一些约束会减小计算需求。情况1：奇相位歪斜在奇相位歪斜的情况下，即，对于f＞0，等式(1.20)至(1.23)专用于(specializeto)：A(f)＝0(1.24)EB(f)＝{g2(f)-g1(f)}/{g1(f)+g2(f)}(1.25)情况2：偶增益不平衡在偶增益不平衡的情况下，即，对于f＞0，g(f)＝g1(f)＝-g2(f)，等式(1.20)至(1.23)专用于：EB(f)＝0(1.29)情况3：奇相位歪斜和偶增益不平衡在奇相位歪斜和偶增益不平衡的情况下，等式(1.20)至(1.23)专用于：A(f)＝0(1.32)EB(f)＝0(1.33)情况4：零相位歪斜和任意增益不平衡在零相位歪斜和任意增益不平衡的情况下，等式(1.20)至(1.23)专用于：A(f)＝0(1.36)EB(f)＝{g2(f)-g1(f)}/{g2(f)+g1(f)}(1.37)C(f)＝2/{g2(f)+g1(f)}(1.38)ED(f)＝0.(1.39)情况5：任意相位歪斜和单位增益不平衡在任意相位歪斜和单位增益不平衡的情况下，等式(1.20)至(1.23)专用于：EB(f)＝0(1.41)情况6：常量增益不平衡和相位歪斜在增益不平衡和相位歪斜函数是常量函数的情况下，即，对于所有f都有g(f)＝g并且等式(1.20)至(1.23)专用于：EB(f)＝0(1.45)ED(f)＝0.(1.47)滤波器设计在一种实施例中，对称线性相位FIR滤波器和是分别基于量值响应|A(f)|和|C(f)|设计的，而反对称线性相位FIR滤波器和是分别基于量值响应|B(f)|和|D(f)|设计的。注意，对于所有f，|B(f)|＝|EB(f)|并且|D(f)|＝|ED(f)|。Remez算法可以用来设计这些滤波器。于是，图22的均衡系统可以利用滤波器和来设计。通过创建四个滤波器，每个滤波器都具有对称或反对称滤波器阀(tap)，并且把图22中所示的滤波器求和，我们可以有效地匹配两个任意的频率响应U(f)和V(f)。(注意：依赖于滤波器设计工具，求和实际上有可能是相减。被许多滤波器设计工具用来创建反对称滤波器的Hilbert变换的定义与我们通过否定(negation)来使用的定义不同。该滤波器设计工具对相位常常使用+(π/2)sgn(f)。在另一种实施例中，对称线性相位FIR滤波器和分别是基于量值响应|A(f)|、|EB(f)|、|C(f)|和|ED(f)|的。同样，Remez算法可以用来设计这些滤波器。于是，图23的均衡系统可以利用滤波器和来实现。在还有另一种实施例中，滤波器和可以基于频率响应U(f)和V(f)来设计。Lp-范(Lp-norm)设计方法可以用来基于U(f)的量值和相位响应以及V(f)的量值和相位响应来设计这些滤波器。于是，图21的均衡系统可以利用滤波器和来实现。破坏I/Q减损如上所述，图15说明了把I/Q减损(即，增益不平衡g(f)和相位歪斜)引入到所接收到的复指数信号exp(j2πft)的系统。一般而言，表征该系统的2x2频率响应矩阵H可以从减损函数g(f)和导出。为了简化这种推导，我们把系统的增益不平衡g(f)和相位歪斜建模为完全出现在Q信道输出上，如图28中所示。这个模型使得方便使用图29中所示的矩阵的特殊形式，其中U(f)和V(f)是对应于实数滤波器u(t)和v(t)的频率响应。响应U(f)可以表示为其偶数部分A(f)和奇数部分B(f)之和，如图30中所示。类似地，V(f)可以表示为其偶数部分C(f)和奇数部分D(f)之和。具有奇频谱B(f)的滤波器可以由后面跟着Hilbert变换HT的具有偶频谱EB(f)的子系统来表示，如图31中所示。(参见上面的“关于具有奇频率响应的滤波器的注意”)。类似地，具有奇频谱D(f)的滤波器可以由后面跟着Hilbert变换HT的具有偶频谱ED(f)的子系统来表示。注意，B和EB的量值响应是恒等的，|B(f)|＝|EB(f)|，就像D(f)和ED(f)的量值响应。我们将针对A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)的正频率部分得出等式，因为负频率部分是由各自的正频率部分确定的。一个等式将来自于利用正频率输入I1(t)+jQ1(t)＝exp(j2πft)(对于f＞0)刺激系统，如图32A中所示。另一个等式将来自于利用根据等效正频率输入表示的如下负频率输入(对于f＞0)来刺激系统，如图32B中所示。I2(t)+jQ2(t)＝exp(-j2πft)＝cos(-2πft)+jsin(-2πft)＝cos(2πft)-jsin(2πft)图33示出了两个等式。等式(1.48)基于图32A。等式(1.49)基于图32B。依赖于以下记法，图34A和34B示出了对应的矢量图：g1(f)＝g(f)forf＞0g2(f)＝g(-f)forf＞0矢量图给出以下等式：这些等式包括未知的A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)中的4x4矩阵等式(1.54)，如图35中所示。通过对4x4的系数矩阵求逆，我们获得解。见图36中的矩阵等式(1.55)。它遵循：由于A、EB、C和ED是频率f的偶函数。因而，它们的负频率部分由偶对称规定。此外，奇频率响应B(f)和D(f)由下式给出：B(f)＝-jEB(f)sgn(f)以及D(f)＝-jED(f)sgn(f).特殊情况：偶增益不平衡和奇相位歪斜在增益不平衡是偶函数并且相位歪斜是奇函数的情况下，即，g(f)＝g(-f)并且等式(1.56)至(1.59)专用于：A(f)＝0EB(f)＝0特殊情况：偶增益不平衡和偶相位歪斜在增益不平衡和相位歪斜是偶函数的情况下，即，g(f)＝g(-f)并且等式(1.56)至(1.59)专用于：EB(f)＝0ED(f)＝0.特殊情况：常量增益不平衡和相位歪斜在增益不平衡和相位歪斜是常量函数的情况下，即，g(f)＝g并且等式(1.56)至(1.59)专用于：EB(f)＝0(1.61)ED(f)＝0.(1.63)计算Rx和Tx之间的映射在有些实施例中，发送器对数字I/Q信号进行预失真，以便补偿器自身的I/Q减损，如以上以各种不同方式描述的那样。为了实现这种补偿，必须具有发送器的I/Q减损的估计。补偿的质量将受估计的质量(与事实匹配的程度)限制。虽然高质量估计是期望的，但是难以直接测量发送器的I/Q减损。相反，测量是间接获得的，例如，利用如图37中所示的接收器。图37示出了经信道(例如，电缆3720或无线信道)耦合到接收器3725的发送器3700。发送器可以包括数字补偿单元3702、DAC单元3705、I/Q调制器3710和前端3715。补偿单元3702可以对数字信号I(n)+jQ(n)执行预补偿(预失真)，以获得预补偿了的信号I’(n)+jQ’(n)，例如，如以上以各种不同方式描述的那样。DAC单元3705可以把预补偿了的信号转换成模拟信号s(t)＝I’(n)+jQ’(n)。模拟信号s(t)可以利用I/Q调制器3710被上变频到RF。上变频了的信号被TX前端3715调节，以获得发送信号。发送信号可以通过电缆3720输送到接收器。接收器3725可以包括前端3730、I/Q解调器3735和数字化单元3740。前端3830可以从电缆3720接收所发送的信号并且对接收到的信号执行操作，以产生调节了的信号。调节了的信号可以被I/Q解调器向下变频，以产生复数下变频信号。复数下变频信号可以由数字化单元3740采样，以获得采样了的复信号。采样了的复信号可以用来进行I/Q减损的测量。在有些实施例中，接收器是频谱分析器，例如，向量信号分析器。理解在接收器3725取到的I/Q减损的测量如何与发送器的I/Q减损相关联是很重要的。它们不相同。这是因为在发送器的I/Q减损(例如在I/Q调制器的I/Q减损)通过包括TX前端3715、电缆3720和接收器前端3730的信号路径变模糊(obscure)(失真)。该信号路径可以通过频率响应H(f)＝m(f)exp(jθ(f))来表征，其中H(f)是复数。振幅m(f)在本文中指在频率f下的信号路径的“缩放”。相位θ(f)在本文中指在频率f下的信号路径的“旋转”。根据基于接收器的测量估计发送器的I/Q减损的问题不是微不足道的。其解决方案在本专利公开内容中公开。(参见以下公开的迭代方法)。解决方案的部分包括针对信号路径响应函数H(f)获得初始估计。这部分将集中在获得形式为H(0)的初始估计，即，在DC(零频率)下的信号路径的频率响应。H(0)的振幅m(0)被称为信号路径的“DC缩放”。H(0)的相位θ(0)被称为信号路径的“DC旋转”。估计发送器的I/Q减损的一种途径涉及利用频谱分析器执行迭代过程。(频谱分析器是配置为在仪器的频率范围内测量输入信号的量值与频率的设备)。频谱分析器测量其解调了的信号的I/Q减损，然后基于该测量在发送器应用补偿。测量只能粗略地近似发送器的I/Q减损，但是它对于实现至少部分补偿会足够好。然后，频谱分析器对其解调了的信号的I/Q减损进行第二次测量。这第二个测量可以用来对在发送器应用的补偿进行调整，等等。测量序列会收敛，即，测量出的增益不平衡会收敛到一，并且测量出的相位歪斜会收敛到零，这指示适当的补偿已经在发送器实现。因为频谱分析器不捕捉相位信息，所以为了实现收敛会需要多次迭代。在有些实施例中，发送器的I/Q减损可以利用能够进行相位测量并且能够把测量相位锁定到发送器的测量设备(诸如向量信号分析器)来确定。在这种情况下，发送器的I/Q减损可以在测量设备利用两个测量或者更少来确定。以下所述的方法进行两次测量，但是需要发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器在频率上锁定到一起(经具有公共参考的锁相循环)。不像其它方法，这种方法对于同步激励(spur)(即，诸如锁相到发送器的LO的LO泄漏的激励)有抵抗性。虽然这种技术在任何频率都可以使用，但主要施加是确定信号路径的DC缩放m(0)和DC旋转θ(0)，以便校准发送器的LO泄漏减损。在图38中，向量A＝AI+jAQ代表当发送器利用常量零信号I’(n)＝Q’(n)＝0刺激时发送器的LO泄漏(术语“向量”在这里用作“复数”的同义词)。向量A的振幅和相位代表LO泄漏的振幅和相位。当这个LO泄漏信号从发送器的I/Q调制器向接收器的I/Q解调器移动时，它缩放了m(0)并且旋转了θ(0)，使得向量A在接收器变换成向量A’。参见图39。向量A’通过例如把从I/Q解调器的输出捕捉到的采样了的复信号求平均来测量。然后，我们利用已知的非零向量B刺激发送器：I’(n)＝BIQ’(n)＝BQ.(向量B不需要像图38中所示那样是实数。但是，它却需要为非零)。这种故意应用的LO泄漏B叠加到发送器的本征LO泄漏A之上，以使得发送器的总泄漏是向量C。(B的选择(主要是其量值)会影响测量的准确度。最优尺寸将依赖于具体的硬件。如果太小，则噪声将更多地影响测量；如果太大，则硬件会被置于操作的非线性区域中)。这个总泄漏信号经历与它横穿信号路径时相同的缩放m(0)和旋转θ(0)，以使得向量C在接收器被变换成向量C’。参考图39，观察到向量C’是向量A’和B’之和。向量B’是如果向量B自身横穿信号路径时将得到的向量。在接收器，向量C’通过例如把在通过向量B刺激期间从I/Q解调器的输出捕捉到的采样了的复信号求平均来测量。由于A’和C’都通过测量而已知，因此向量B’可以通过相减来计算。DC缩放m(0)和DC旋转θ(0)可以从向量B’和向量B计算：映射＝m(0)exp(jθ(0))＝B’/B类似地，将撤销信号路径的影响的逆映射可以从逆表达式来确定：逆映射＝exp(-jθ(0))/m(0)＝B/B’于是，LO泄漏向量A可以通过将向量A’与逆映射相乘来计算。在实践当中，保持B的量值在A的数量级是可取的。不发送向量B本身而是发送向量B和另一个信号K之和也是一个好的实践，其中信号K具有比向量B信号更大的能量和远离DC而界定的频率成分，因为发送器的LO泄漏有可能在瞬时带宽中随着功率而变。例如，信号K可以是音调。在有些实施例中，采样了的复信号被开窗。如果不应用窗口，则对音调K的频率有约束。除了音调K之外，如果还存在其它的信号音调，则它们也有可能泄漏到测量当中。因而，如果不使用窗口，则音调(故意的或者不是)优选地约束到某些频率，以避免泄漏。用于确定发送器的LO泄漏的方法1.利用常量零信号刺激发送器。2.测量在接收器产生的向量A’。3.利用非零的复常量B刺激发送器。4.在接收器测量向量C’。5.根据以下等式计算发送器的LO泄漏向量A：B’＝C’-A’(1.64)InvMap＝B/B’(1.65)A＝A’*InvMap.(1.66)一旦计算出发送器的LO泄漏向量A，发送器就可以通过对所发送的以下信号应用平移向量-A来除去(或者基本上补偿)LO泄漏。I’(n)＝I(n)-AIQ’(n)＝Q(n)-AQ除了上述的I/Q减损预补偿，补偿单元3702还可以应用这种平移。例如，复信号(I(n)，Q(n))可以受制于数字滤波器的2x2矩阵，以便对I/Q减损进行预补偿，然后被平移，以便对LO泄漏进行预补偿。在有些实施例中，DC映射的计算可以包括以下额外的计算。如本文中所描述的，如果相位旋转的估计误差太大，则迭代方法会发散。在相位歪斜大的情况下，这个额外的步骤可以用来获得更准确的估计并且使迭代方法收敛：(1)如已经描述过的那样计算从RX到TX的映射。(2)进行相位歪斜的测量。(3)利用来自#1的映射使用方法“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”计算。(4)把#1的旋转测量添加到#3的计算出的相位歪斜，以获得更准确的旋转估计。用于为信号路径计算DC映射和DC旋转的方法在一组实施例中，方法4000可以涉及图40中所示出的动作。方法4000可以用来估计发送器的I/Q调制器和接收器的解调器之间的信号路径的DC缩放m(0)。(方法4000可以并入以上在“计算Rx和Tx之间的映射”部分中所述的特征的任意子集)。方法4000在以下描述为由“处理代理”执行。该处理代理可以是数字电路系统的任何系统，例如，处理器(在程序指令的控制下执行)、可编程硬件元件、ASIC，或者其任意组合。在有些实施例中，接收器遵守直接转换体系架构，并且解调器是模拟I/Q解调器。在其它实施例中，接收器可以遵守执行模拟下变频以及接下来的数字I/Q解调的不同体系架构(例如，超外差式体系架构)。因而，在这种情况下，解调器是由数字电路实现的，例如，在可编程硬件元件上、在专用数字电路系统中、在处理器上的软件中，或者其任意组合。在4010，处理代理可以指引发送器向I/Q调制器提供零信号作为输入。零信号是常量零信号。零信号可以是提供给发送器的DAC单元(例如，图37的DAC单元3705)的复数输入的数字零信号。因而，I’(n)＝0并且Q’(n)＝0。在4105，处理代理可以接收响应于提供零信号的动作而已经从解调器捕捉到的第一响应信号。第一响应信号可以从接收器的ADC单元的输出捕捉。(见例如图2B的数字化单元215)。在4020，处理代理可以指引发送器向I/Q调制器提供等于非零复常量B＝BI+jBQ的常量信号作为输入。同样，该常量信号可以提供给发送器的DAC单元的复数输入。因而，I’(n)＝BI并且Q’(n)＝BQ。在有些实施例中，B完全是实数，即，BQ＝0。在4025，处理代理可以接收响应于提供常量信号的动作而已经从解调器捕捉到的第二响应信号。第二响应信号可以从接收器的ADC单元的输出捕捉。在4030，处理代理可以把第一响应信号求平均，以便获得第一平均值，并且把第二响应信号求平均，以便获得第二平均值。求平均有助于减小测量中的噪声。在4035，处理代理可以计算第二平均值和第一平均值之差，例如，根据表达式：差值＝第二平均值-第一平均值在4040，处理代理可以基于该差值和非零复常量计算DC缩放，例如，如上所述。处理代理可以在存储器中存储DC缩放。在有些实施例中，方法4000还可以包括基于该差值的相位和非零复常量B的相位计算信号路径的DC旋转θ(0)，例如，根据表达式：θ(0)＝相位(差值)/相位(B)在有些实施例中，DC缩放和DC旋转用来从在接收器测量出的I/Q减损除去信号路径的影响，以便获得对发送器的I/Q减损的估计。在有些实施例中，信号路径包括发送器和接收器之间的电缆耦合。在其它实施例中，信号路径包括发送器和接收器之间的无线信道。作为计算平均值之差的另选方案，处理代理可以作为代替地通过从第二响应信号减去第一响应信号来计算差值信号，然后把该差值信号求平均。然后，DC缩放可以基于该平均值和非零复常量来计算。在一组实施例中，计算机系统用于估计发送器的I/Q调制器和接收器的解调器之间信号路径的DC缩放m(0)，该计算机系统包括处理器和存储器。存储器存储程序指令，其中，程序指令当被处理器执行时，使处理器：指引发送器向I/Q调制器提供零信号作为输入；接收响应于提供所述零信号而已经从解调器捕捉到的第一响应信号；指引发送器向I/Q调制器提供等于非零复常量的常量信号作为输入；接响应于提供所述常量信号而已经从解调器捕捉到的第二响应信号；把第一响应信号求平均，以获得第一平均值，并且把第二响应信号求平均，以获得第二平均值；计算第二平均值和第一平均值之差；基于该差值和非零复常量计算DC缩放。程序指令可以并入以上在“计算Rx和Tx之间的映射”部分中并联系方法4000所描述的特征的任意子集。通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜当校准发送器或测量发送器的I/Q减损时，这部分的方法可以用来从接收器的I/Q减损的测量除去发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器之间信号路径的影响。那些影响可以包括发送器的前端、传输信道和接收器的前端的影响。例如，发送器的前端可以包括对信号路径的频率响应起作用的RF滤波器。类似地，接收器的前端可以包括对信号路径的频率响应起作用的RF滤波器。在有些实施例中，信号路径的量值响应m(f)可以被校准，而相位旋转θ(f)不校准。(校准可以通过利用数字电路510在发送器执行预补偿和/或利用数字电路220在接收器执行后补偿来实现)。这部分的计算允许了发送器的I/Q减损的正确测量，而无需首先校准信号路径的相位响应。在有些实施例中，信号的总频率响应(包括量值和相位旋转)被校准。给定具有频率响应H(f)的系统以及具有增益不平衡g(f)和相位歪斜的输入信号sinput(f，t)，如图41中所示，我们将得到允许我们确定在系统输出soutput(f，t)的增益不平衡g’(f)和相位歪斜的等式。我们假设输入增益不平衡g(f)和输入相位歪斜完全出现在Q输入信道上。但是，我们不能同时在系统输出作出相同的假设。一般而言，输出分量I’(t)和Q’(t)将具有形式：于是，输出增益不平衡g’(f)和输出相位歪斜可以由下式确定：g’(f)＝gQ(f)/gI(f)依赖于soutput(f，t)＝h(t)＊sinput(f，t)的事实，推导开始于图42中给出的等式(1.60)至(1.62)，其中h(t)是对应于H(f)的脉冲响应。等式1.61和1.62暗示：定义A(f)和B(f)分别是等式(1.63)和(1.64)的右手侧：而且，基于等式(1.63)和(1.64)的左手侧定义w(f)、x(f)、y(f)和z(f)：这遵循w(f)+jx(f)+y(f)+jz(f)＝A(f)(1.69)w(f)-jx(f)-y(f)+jz(f)＝B(f)，(1.70)并且因此w(f)＝(1/2)Re{A(f)+B(f)}x(f)＝(1/2)Im{A(f)-B(f)}y(f)＝(1/2)Re{A(f)-B(f)}z(f)＝(1/2)Im{A(f)+B(f)}.注意，如果H(f)具有偶量值响应和奇相位响应，即，H(-f)＝H(f)＊，则对应于H(f)的脉冲响应完全是实数。因此，在这种特定情况下，滤波器H(f)不改变I/Q减损的测量：w(f)＝Re(H(f))，x(f)＝Im(H(f))下面的方法描述当信号路径转移函数H(f)的量值和相位只是大概已知时如何迭代地测量TX减损。该迭代测量方法的一部分涉及使用在这部分中导出的等式来基于在接收器的I/Q解调器的输入(或者作为替代，在输出)的I/Q减损计算在发送器的I/Q调制器的输出的I/Q减损。为了执行这种计算，频率响应H(f)设置成等于信号路径的频率响应的估计的逆。信号路径频率响应的不同估计可以在不同情形下使用。通过线性系统H(f)变换I/Q减损在一组实施例中，方法4300可以涉及在图43中所示的操作。方法4300可以用来基于在电子系统的复数输入zIN的I/Q减损计算在电子系统的复数输出zOUT的I/Q减损。复数输入是包括同相信道和正交信道的输入。同样，复数输出是包括同相信道和正交信道的输出。(方法4300可以包括以上在“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”部分中所描述的特征的任意子集)。方法4300可以由处理代理执行，如上所述。在4310，处理代理可以根据表达式计算频谱A(f)，其中H(f)是电子系统的线性系统模型的频谱，其中g(f)是在复数输入zIN的增益不平衡，其中是在复数输入zIN的相位歪斜。在4315，处理代理可以根据表达式计算频谱B(f)。在4320，处理代理可以计算频谱A(f)和B(f)之和，以及频谱A(f)和B(f)之差，例如，根据关系：Sum(f)＝A(f)+B(f)，Diff(f)＝A(f)-B(f).在4325，处理代理可以基于该和值的实数和虚部以及该差值的实数和虚部计算在复数输出zOUT的增益不平衡和相位歪斜。特别地，如上所述，函数gI(f)、gQ(f)、和可以基于该和值的频谱和该差值的频谱来计算，然后在复数输出zOUT的增益不平衡和相位歪斜可以基于gI(f)、gQ(f)、和采计算，如图41中所示。输出增益不平衡和相位歪斜构成有用的信息，这部分地因为它们可以用来执行I/Q减损补偿或校准，如本文中以各种不同方式描述的。处理代理可以在存储器中存储输出增益不平衡和输出相位歪斜。在有些实施例中，由频谱H(f)建模的电子系统是从发送器的I/Q调制器到接收器的解调器的信号路径的反转，例如，如本文中以各种不同方式描述的。在电子系统的复数输入zIN的增益不平衡和相位歪斜可以代表解调器的输入(或者作为替代，输出)的增益不平衡和相位歪斜。在电子系统的复数输出zOUT的增益不平衡和相位歪斜可以可以代表I/Q调制器的输出的增益不平衡和相位歪斜。在有些实施例中，接收器遵守直接转换体系架构，并且解调器是模拟I/Q解调器。在其它实施例中，接收器可以遵守执行模拟下变频以及随后的数字I/Q解调的不同体系架构(例如，超外差式体系架构)。因而，在这种情况下，解调器是由数字电路系统实现的，例如，在可编程硬件元件上、在专用数字电路系统中、在处理器上的软件中，或者其任意组合。在有些实施例中，处理代理还可以包括计算信号路径的频谱的逆，以确定频谱H(f)，例如，如本文中以各种不同方式描述的。在有些实施例中，频谱H(f)可以基于信号路径的DC缩放和DC旋转来确定(或估计)，例如，根据关系H(f)＝exp{-jθ(0))/m(0).在有些实施例中，处理代理可以通过以下方式来计算DC缩放和DC旋转：把零信号作为输入提供给I/Q调制器；响应于提供所述零信号而从I/Q解调器捕捉第一响应信号；把等于非零复常量的常量信号作为输入提供给I/Q调制器；响应于提供所述常量信号而从I/Q解调器捕捉第二响应信号；把第一响应信号求平均，以获得第一平均值，并且把第二响应信号求平均，以获得第二平均值；计算第二平均值和第一平均值之差；并且基于该差值和非零复常量计算DC缩放。在有些实施例中，处理代理还可以在多个频率下测量电子设备的增益不平衡g(f)和相位歪斜(例如，指引对电子设备的增益不平衡g(f)和相位歪斜的测量)。电子设备可以是发送器、接收器，或者发送器和接收器的串联组合，如本文中以各种不同方式描述的。在有些实施例中，处理代理可以是可编程硬件元件。在其它实施例中，处理代理可以是配置为响应程序指令的执行而执行方法4300的处理器。利用共享LO的发送器I/Q减损确定在一组实施例中，用于确定发送器的I/Q减损的方法4400可以涉及图44中所示的动作。(此外，方法4400可以包括在“用于测量Tx减损的迭代技术”部分、在“利用共享LO的发送器减损的迭代估计”部分和在“利用共享LO的发送器减损的迭代估计-优化”部分中所描述的特征的任意子集)。方法4400可以由处理代理(例如，如本文中以各种不同方式描述过的处理代理)制定(enact)。在4410，处理代理可以执行一组操作。这组操作可以包括如图44中所示的操作4415至4440。在4415，处理代理可以指引在频率f下的复指数音调被提供给发送器。例如，处理代理可以发布命令，使复指数音调被提供给发送器(或者由发送器生成)。频率f可以解释为相对于发送器的本地振荡器频率的位移频率。频率f可以是非零。在4420，处理代理可以向发送器的预补偿电路提供预补偿变换。预补偿电路可以配置为对复指数音调应用预补偿变换，以获得调整了的复信号。(例如，预补偿电路可以是图5的数字电路510或者图37的补偿电路3702)。预补偿变换可以配置为预补偿发送器的I/Q减损的当前估计。发送器可以配置为基于调整了的复信号对发送信号进行发送，例如，如以上以各种不同方式描述的。接收器可以配置为接收发送信号并且捕捉代表所接收到的发送信号的采样了的复信号，例如，如以上以各种不同方式描述的。(“采样”复信号的动作涉及采样其I分量并采样其Q分量。因而，“采样了的复信号”包括采样了的I信号和采样了的Q信号。)在4425，处理代理可以基于采样了的复信号计算原始I/Q减损。例如，原始I/Q减损可以包括采样了的复信号的增益不平衡和相位歪斜。针对关于如何计算原始I/Q减损的信息，见“精确测量技术”部分。在4430，处理代理可以变换原始I/Q减损，以确定变换了的I/Q减损。变换可以从原始I/Q减损除去接收器的测量出的I/Q减损。针对关于如何执行这种变换的更多信息，见部分“从测量出的输出减损除去接收器减损”。作为对操作4425和4430的另选方案，处理代理可以对采样了的复信号应用数字滤波器的2x2矩阵，以除去接收器的测量出的I/Q减损，例如，如以上联系图2A、2B和3并且在“宽带I/Q减损均衡”和“滤波器设计”部分中所描述的。将数字滤波器的2x2矩阵应用到采样了的复信号将产生滤波了的复信号。滤波了的复信号可以用来计算变换了的I/Q减损。在“精确测量技术”部分中描述的方法可以用于基于滤波了的复信号来确定变换了的I/Q减损。在4435，处理代理可以从变换了的I/Q减损除去信号路径的当前估计，以获得路径补偿了的I/Q减损，其中信号路径包括从发送器的I/Q调制器到接收器的解调器的路径。(信号路径估计可以通过使用在“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”部分中所描述的方法来除去)。路径补偿了的I/Q减损可以代表对发送器残留I/Q减损的估计，即，就在4420的预补偿变换所实现的部分校正之后它们是剩余的减损而言是“残留的”。在有些实施例中，接收器可以遵守直接转换体系架构，并且解调器是模拟I/Q解调器，在这种情况下，采样了的复信号可以通过对模拟I/Q解调器的复数模拟输出进行数字化来捕捉。在其它实施例中，接收器可以遵守不同种类的体系架构，例如，超外差式体系架构。因而，接收器可以生成代表接收到的发送信号的实数模拟信号(例如，实数中频信号)。实数模拟信号可以被数字化，以获得采样了的实数信号。然后，采样了的复信号可以通过计算生成，例如，通过数字化地混合采样了的实数信号和数字正弦曲线的正交对，以分别获得采样了的复信号的I和Q分量。在4440，处理代理可以基于路径补偿了的I/Q减损更新发送器的I/Q减损的当前估计，例如，通过组合路径补偿了的I/Q减损与当前估计的相应减损。在有些实施例中，方法4400可以包括重复这组操作，以确定在频率f下的发送器的I/Q减损的收敛的估计(稳定估计)。(这种收敛的估计包括在频率f下的发送器的I/Q减损的测量)。这组操作可以重复，直到基于路径补偿了的I/Q减损的质量测量结果大于阈值。收敛的估计可以用来至少部分地补偿在频率f下的发送器的I/Q减损，例如，如本文中以各种不同方式描述的。在有些实施例中，上述重复这组操作的动作可以自身执行多次，以确定在针对频率f的多个不同值下的收敛估计。上述重复这组操作的动作以确定在频率f下的收敛估计在本文中被称为“在频率f下的发送器的I/Q减损的测量”。因而，可以进行多次发送器I/Q减损的测量，从而覆盖多个频率值。在有些实施例中，该多个频率值关于零对称。此外，可以进行发送器的I/Q减损的测量，以使得频率值以符号交替的方式被访问并且绝对值不减小，例如，如本文中以各种不同方式描述的。在有些实施例中，发送器的本地振荡器和接收器的本地振荡器被锁相到相同的频率参考(暗示了频率锁定)。在有些实施例中，至少对于第一次发送器I/Q减损的测量，信号路径的当前估计是基于信号路径的DC缩放和DC旋转。在有些实施例中，DC缩放和DC旋转可以通过以下方式来确定：向发送器提供零向量信号；向发送器提供非零DC向量信号；并且基于第一DC向量响应和第二DC向量响应计算DC缩放和DC旋转，其中第一DC向量响应是响应于零向量信号而在接收器测量出的，其中第二DC向量响应是响应于非零DC向量信号而在接收器测量出的。对关于如何计算DC缩放和DC旋转的更多信息，见“计算RX和TX之间的映射”部分。在有些实施例中，预补偿变换具有2x2矩阵的形式，其中该矩阵的至少第一对角元素是根据在频率f和-f下的发送器的I/Q减损的当前估计计算的，并且其中该矩阵的至少第一非对角元素是根据在频率f和-f下的发送器的I/Q减损的当前估计来计算的。在有些实施例中，信号路径的当前估计包括采样了的复信号在频率f下测量出的振幅。该振幅可以如在“精确测量技术”部分中所描述的那样来测量。在有些实施例中，信号路径的当前估计还包括采样了的复信号在频率f测量出的旋转。利用偏移量LO的发送器I/Q减损的确定在一组实施例中，用于确定发送器的I/Q减损的方法4500可以涉及在图45中所示的动作。(此外，方法4500可以包括在“用于测量Tx减损的迭代技术”部分中描述的特征的任意子集)。方法4500可以由处理代理(例如，如以上以各种不同方式描述的处理代理)执行。在4510，处理代理可以把发送器的本地振荡器(LO)和接收器的本地振荡器(LO)配置为被锁相到公共参考并且使得接收器的LO的频率减去发送器的LO频率等于非零量ΔLO。量ΔLO可以为正或负。在4520，处理代理可以执行一组操作So。这个组So可以包括操作4525至4550，如图45中所示。在4525，处理代理可以指引在频率f下的复指数音调被提供给发送器。(频率f可以解释为相对于发送器的LO频率的位移)。复指数音调可以以数字形式提供，例如，如以上以各种不同方式描述的。在有些实施例中，发送器可以耦合到(或者包括)被配置为生成复指数音调的可编程硬件元件。为了促进这种生成，PHE可以接收发送器的DAC单元所使用的采样时钟。在4530，处理代理可以向发送器的预补偿电路提供预补偿变换。预补偿电路可以配置为对复指数音调施加预补偿变换，以便获得调整了的复信号。(例如，预补偿电路可以是图5的数字电路510或者图37的补偿单元3702)。预补偿变换可以配置为对发送器的I/Q减损的当前估计进行预补偿。发送器可以配置为基于调整了的复信号对发送信号进行发送(或者发送从调整了的复信号得出的发送信号)，例如，如以上以各种不同方式描述的。接收器可以配置为接收发送信号并且捕捉代表接收到的发送信号的采样了的复信号，例如，如以上以各种不同方式描述的。发送器可以把发送信号发送到传输信道(例如，电缆)上，并且接收器可以从该信道接收发送信号。在4535，例如，通过用运行在频率ΔLO的离散时间复指数信号乘以采样的复信号，处理代理可以按量ΔLO来频移采样的复信号，以获得频移信号。在4540，处理代理可以基于频移信号计算在频率f下的原始I/Q减损。原始I/Q减损可以包括增益不平衡gR(f)和相位歪斜(根据复信号计算I/Q减损的过程在上面讨论过)。在4545，处理代理可以从在频率f下的原始I/Q减损除去信号路径的当前估计，以获得在频率f下的路径补偿了的I/Q减损(例如，如以上在“通过线性系统变换I/Q减损”部分、或者在“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”部分中所描述的)。信号路径可以包括从发送器的I/O调制器到接收器的解调器的路径。在频率f的路径补偿了的I/Q减损可以代表对在频率f下的发送器的残留I/Q减损的估计。在有些实施例中，接收器可以遵守直接转换体系架构，并且解调器可以是模拟I/Q解调器，在这种情况下，采样了的复信号可以通过对模拟I/Q解调器的复数模拟输出进行数字化来捕捉。在其它实施例中，接收器可以遵守不同种类的体系架构，例如，超外差式体系架构。因而，接收器可以生成代表接收到的发送信号的实数模拟信号(例如，实数中频信号)。实数模拟信号可以被数字化，以获得采样了的实数信号。然后，采样了的复信号可以通过计算生成，例如，通过数字化地混合采样了的实数信号和数字正弦曲线的正交对，以分别获得采样了的复信号的I和Q分量。在4550，处理代理可以基于在频率f下的路径补偿了的I/Q减损更新在频率f下的发送器的I/Q减损的估计。在有些实施例中，方法4500可以包括重复操作组So来确定在频率f下的发送器的I/Q减损的收敛估计(或稳定估计)。(这种收敛估计可以解释为在频率f下的发送器的I/Q减损的测量)。例如，操作组可以重复，直到基于路径补偿了的I/Q减损的质量测量结果大于阈值。(质量测量可以是在频率f下的镜像抑制的负数)。收敛估计能够用来至少部分地补偿在频率f下的发送器的I/Q减损。上述频移动作可以利用在操作组的接连重复之间相位连续的频移信号来执行。在有些实施例中，方法4500还可以包括多次执行(操作组So的)该重复操作，以确定在多个不同的频率值f(例如覆盖期望的传输(或通信)带的值)的收敛估计。在有些实施例中，操作组So还可以包括在频移操作之前从采样了的复信号除去在频率f-ΔLO下的接收器的测量出的I/Q减损。在频率f-ΔLO下的接收器的测量出的I/Q减损可以通过用常量的2x2矩阵M＝(mij)乘以采样了的复信号来除去，例如，根据关系：其中I(n)和Q(n)分别表示采样了的复信号的同相分量和正交分量。在一种实施例中，矩阵M可以具有特殊形式并且常量m21和m22可以基于以下表达式，根据在频率f-ΔLO下的接收器的增益不平衡gRX(f-ΔLO)和接收器的相位歪斜确定：参见标题为“在单个频率执行传统减损补偿”的部分。在另选实施例中，常量m21和m22可以基于在频率f-ΔLO及其负数-(f-ΔLO)下的接收器的测量出的I/Q减损来确定，如在“计算真正的单点向量校准常量”部分中所描述的，并且尤其是在等式(1.81)和(1.82)。在有些实施例中，接收器的I/Q减损可以作为方法4500的一部分来测量，即，在频移之前基于采样了的复信号来测量。例如，操作组So可以包括基于采样了的复信号测量在频率f-ΔLO下的接收器的I/Q减损。用于执行这种测量的一种技术涉及：(a)计算采样了的复信号的I分量的在频率f-ΔLO下的离散时间傅立叶变换值CI；(b)计算采样了的复信号的Q分量的在频率f-ΔLO下的离散时间傅立叶变换值CQ；(c)基于值CI和CQ的量值计算在频率f-ΔLO下的接收器增益不平衡；及(d)基于值CI和CQ的相位计算在频率f-ΔLO下的接收器相位歪斜。对关于这种技术的实施例的更多信息，见“精确测量技术”部分。在有些实施例中，方法4500还可以包括在计算值CI和CQ之前对采样了的复信号应用时域窗口。时域窗口可以是矩形(统一)窗口或各种标准的非统一窗口中的任意一种。对关于矩形窗口的使用的更多信息，见“矩形窗口优化”部分。在有些实施例中，上述的接收器I/Q减损的测量和发送器I/Q减损的估计可以至少部分地并行执行。例如，在一种实施例中，可编程硬件元件(或者有可能多核处理器)可以配置为与对采样了的复信号的频移操作并行地执行接收器I/Q减损的测量。在有些实施例中，操作组可以包括如上所述地测量在频率f-ΔLO下的接收器的I/Q减损，如上所述地基于测量出的I/Q减损计算校正常量的2x2矩阵，然后在频移操作之前对采样了的复信号应用2x2矩阵。换句话说，频移操作被应用到从2x2矩阵的应用得到的修改了的复信号(I’(n)，Q’(n))。在有些实施例中，假设接收器的I/Q减损已经在方法4500执行之前在感兴趣的频带上测出。因而，数字滤波器的2x2矩阵可以基于接收器的I/Q减损来设计，如以上联系图2A、2B和3并且在“宽带I/Q减损均衡”和“滤波器设计”部分中所描述的。该操作组可以包括在频移操作之前对采样了的复信号应用数字滤波器的2x2矩阵的操作。然后，结果产生的滤波了的复信号可能受到频移。在有些实施例中，预补偿变换具有2x2矩阵的形式，并且矩阵具有矩阵的至少一个对角元素基于在频率f下的发送器的I/Q减损的当前估计和在频率-f下的发送器的I/Q减损的当前估计来计算的属性、以及矩阵的至少一个非对角元素基于在频率f下的发送器的I/Q减损的当前估计和在频率-f下的发送器的I/Q减损的当前估计来计算的属性。在有些实施例中，四个矩阵元素中的每一个都以这种方式计算。如上所述，处理代理可以从在频率f下的原始I/Q减损除去信号路径的当前估计，以获得在频率f下的路径补偿了的I/Q减损。在有些实施例中，信号路径的当前估计可以包括在频率f下的频移信号的测量出和振幅。在一种实施例中，信号路径的当前估计还可以包括在频率f下的频移信号的测量出的旋转。在有些实施例中，信号路径的当前估计可以基于信号路径的DC缩放和DC旋转。这种估计可以用于至少该组操作的第一次执行。在有些实施例中，方法4500还可以包括通过以下方式确定DC缩放和DC旋转：向发送器提供零向量信号；向发送器提供非零DC向量信号；基于第一DC向量响应和第二DC向量响应计算DC缩放和DC旋转，其中第一DC向量响应是响应于零向量信号在接收器测量出的，其中第二DC向量响应是响应于非零DC向量信号在接收器测量出的。对关于DC缩放和DC旋转的确定的更多信息，参见“计算Rx和Tx之间的映射”部分和“用于为单个路径计算DC映射和DC旋转的方法”部分。确定接收器的I/Q减损在一组实施例中，用于确定接收器的I/Q减损的方法4600可以包括在图46中所示的操作。方法4600可以由上述处理代理执行。在4610，处理代理可以指引输入信号被提供给接收器。换句话说，处理代理可以发布命令以使输入信号被提供给接收器(或者由接收器生成)。输入信号可以包括在位移频率f下的隔离音调和在位移频率-f周围的无效区间(即，只包含噪声的区间)。(说音调在给定频率下是“隔离的”意味着音调是除给定频率的附近频率(例如，在中心在给定频率的频率区间内)的噪声之外的唯一能量源。如果噪声能量太大，则测量质量将降级。音调优选是该附近频率中的唯一显著的能量源)。接收器可以配置为解调输入信号，以便获得采样了的复信号，例如，如以上以各种不同方式描述的。位移频率f和-f可以是相对于接收器的本地振荡器频率的位移。在4615，处理代理可以基于采样了的复信号计算在频率f下的接收器的I/Q减损。在4620，处理代理可以针对横跨规定频带(例如当前选定的接收器的输入频带或标准化的通信频带)的频率值f重复指引(4610)和计算(4615)的动作。在4625，处理代理可以在存储器中存储针对频率f的每个值的接收器I/Q减损。在有些实施例中，输入信号由发送器提供，该发送器的本地振荡器频率从接收器的本地振荡器频率偏移一个非零值，例如，如以上以各种不同方式描述的。在有些实施例中，输入信号由校准音调合成器提供。校准音调合成器是配置为为了校准其它系统而创建质量音调的系统。在有些实施例中，术语“质量音调”暗示在振幅、频率、温度或时间上的稳定性。在一种实施例中，接收器包括便于自校准的校准音调合成器。在有些实施例中，计算在频率f下的接收器的I/Q减损的动作包括：计算采样了的复信号的I分量的在频率f下的离散时间傅立叶变换值CI；计算采样了的复信号的Q分量在频率f下的离散时间傅立叶变换值CQ；基于值CI和CQ的量值计算在频率f下的接收器的增益不平衡；并且基于值CI和CQ的相位计算在频率f下的接收器的相位歪斜。在有些实施例中，方法4600还可以包括在所述值CI和CQ的计算之前对采样了的复信号应用时域窗口，例如，如以下在“精确测量技术”部分中所描述的。测量与复信号关联的I/Q减损在一组实施例中，方法4700可以包括图47中所示的操作。方法4700可以用来测量与由接收器产生的采样了的复信号关联的I/Q减损。方法4600可以由处理代理(例如，在程序指令的控制下执行的计算机系统)执行。在4710，处理代理可以指引设备来利用刺激信号刺激接收器，该刺激信号具有在位移频率f下的隔离音调和在位移频率-f下的无效间隔。位移频率f和-f可以解释为关于接收器的本地振荡器频率的位移。采样了的复信号可以是响应于利用刺激信号的刺激动作而由接收器产生的基带信号。在4715，处理代理可以计算采样了的复信号的I分量的在频率f下的离散时间傅立叶变换值CI。在4720，处理代理可以计算采样了的复信号的Q分量的在频率f下的离散时间傅立叶变换值CQ。在4725，处理代理可以基于值CI和CQ的量值计算在频率f下的采样了的复信号的增益不平衡g，其中增益不平衡g包括接收器的增益不平衡。在4730，处理代理可以基于值CI和CQ的相位计算在频率f下的采样了的复信号的相位歪斜其中相位歪斜包括接收器的相位歪斜。在有些实施例中，处理代理可以在所述值CI和CQ的计算之前对采样了的复信号应用时域窗口。在有些实施例中，提供输入信号的设备是校准音调发生器。在有些实施例中，设备是发送器，该发送器的本地振荡器频率从接收器的本地振荡器频率(故意地)偏移了一个非零量。在一种这样的实施例中，采样了的复信号受到了频移，以除去本地振荡器频率之间的差值，在这种情况下，增益不平衡g和相位歪斜可以部分地依赖于发送器的I/Q减损。特别地，增益不平衡g和相位歪斜可以代表发送器的I/Q减损、由(发送器的I/Q调制器和接收器的解调器之间的)信号路径引入的失真以及接收器的I/Q减损的合成效果。在另一种这样的实施例中，采样了的复信号是来自还没有受到上述频移的解调器的原始信号，因此，增益不平衡g和相位歪斜可以解释为只包括由接收器引入的减损。在有些实施例中，方法4700还可以包括在计算值CI并计算值CQ之前对采样了的复信号应用时域窗口，例如，如下所述。在有些实施例中，接收器是向量信号分析器。在有些实施例中，操作4715至4730中的一个或多个可以由可编程硬件元件执行。在有些实施例中，操作4715至4730中的一个或多个可以在专用数字电路系统中执行。在有些实施例中，操作4715至4730中的一个或多个可以由处理器响应于程序指令的执行而执行。偏移LO校准技术偏移本地振荡器(LO)方法允许同时进行接收器(RX)和发送器(TX)的I/Q减损的测量和载波泄漏测量。这种方法使用可独立调谐的LO用于发送器和接收器，例如，如图48中所示。在有些实施例中，发送器LO的步长(stepsize)和/或接收器LO的步长本质上可以是分数或整数。在有些实施例中，发送器的步长和/或接收器LO的步长应当是整个瞬时带宽的小百分比。发送器包括I/Q调制器4810和前端4815。在非零位移频率f下的复指数音调被提供给I/Q调制器4810。I/Q调制器4810利用音调调制承载信号(也称为“本地振荡器信号”)，以获得调制了的信号。承载信号由发送器LO4805提供。调制了的信号由发送器前端4815发送到传输介质(例如，电缆4820)上。接收器的前端4830接收发送了的信号并且调节所接收到的信号，以获得调节了的信号。I/Q解调器4835利用由接收器LO4840提供的承载信号解调调节了的信号，从而得到具有表示为RXI和RXQ的分量的解调信号。如图49中所示，将RX和TX载波彼此偏移将使得音调、音调的接收器镜像、音调的发送器镜像、发送器的载波泄漏和接收器的载波泄漏呈现在不同的频率。所说明的频谱基于在接收器的解调信号。发送器在31MHz下产生音调。该频谱包括两个不同的载波泄漏，一个是由于发送器的LO泄漏，另一个是由于接收器的LO泄漏。频谱还包括音调的两个不同主镜像，一个是由于发送器的I/Q减损，另一个是由于接收器的I/Q减损。此外，频谱包括发送器的镜像的接收器镜像，以及发送器的载波泄漏的接收器镜像，这二者都是由于接收器的I/Q减损。在这个例子中，接收器载波设置成比发送器载波低6MHz。这使得音调、发送器的镜像和发送器的泄漏呈现出在接收器比在发送器高6MHz的频率。于是，除接收器泄漏之外，由于I/Q解调器的减损的结果，由发送器产生的这三个信号(音调、TX镜像(TXImage)和Tx泄漏(TXLeakage))中每一个都在I/Q解调器之后具有对应的镜像。通过知道发送和接收LO之间的频率偏移以及在调制器之前在发送器产生的音调的频率，所有减损假象的确切频谱位置都可以完全确定。如果我们令FreqOffset＝TxCarrierFrequency-RxCarrierFrequency，(1.75)则接收到的频谱中的频谱特征的(如接收器看到的)频率位置是：RxTone＝TxTone+FreqOffset(1.76)TxLeakage＝FreqOffset(1.77)TxImage＝FreqOffset-TxTone(1.78)RxImage＝-TxTone-FreqOffset(1.79)RxLeakage＝0Hz(1.80)RxImageofTxImage＝TxTone-FreqOffset(1.81)＝RxTone-2FreqOffsetRxImageOfTxLeakage＝-FreqOffset.(1.82)测量接收器的I/Q减损和载波泄漏是以与在“精确测量技术”部分中所进行的相同的方式执行的。但是，测量发送器的减损一般而言涉及更多，因为有多个事情要考虑。测量发送器的减损会涉及除去接收器减损。图50示出了在除去接收器的I/Q减损之后接收到的频谱。在那种去除之后，频谱可以按-FreqOffset来频移，如图51中所示。现在，偏移了的频谱中“音调”的频率位置与音调原始在发送器产生时的频率f相同。此外，发送器的泄漏(TXLeakage)和发送器的镜像(TXImage)在正确的频率位置(分别是-f和零)下，以便一旦计算出并除去旋转就使用在“精确测量技术”部分中找到的算法。(旋转可以利用在“计算RX和TX之间的映射”部分中所描述的方法来计算)。这种算法将给出对发送器的I/Q减损和发送器的LO泄漏向量的估计。这种用于测量发送器的I/Q减损的方法只要信号路径(包括发送器的前端和接收器的前端)具有偶量值响应和奇相位响应就会起作用。事实上，情况不是这样，而且甚至量值或相位中的小扰动都会对测量造成严重的问题。迭代算法消除了这个问题。迭代算法的迭代涉及基于发送器减损的当前估计执行预校正(例如，利用“计算真正的单点向量校准常量”部分的方法)，并且从在接收器测量出的减损除去信号路径的最佳可用的估计(利用“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”部分的方法)。迭代算法甚至在那些减损的初始估计中有误差的时候也允许测量发送器减损。通过进行以上方法中除了除去接收器减损之外的每件事，测量发送器的减损可以进一步优化。图52中示出的是没有首先除去接收器减损的频移频谱。通过把这些减损留在频谱中，在频率f(即，在这个例子中是31MHz)下测量出的减损不确切地等于发送器的I/Q减损，因为接收器的减损使测量失真。但是，用于除去RF前端的失真的相同迭代算法也可以除去由于接收器减损造成的失真。虽然理想地是除去接收器的减损更好，但是在实际当中这在校准期间花费额外的时间。约束虽然这种方法是高度期望的，因为多个测量可以并行地进行，但它确实伴有约束。主要的约束是它不能用来测量振幅，因为它测量接收器振幅和发送器振幅的组合，而在没有别的测量的情况下没有任何方式分离这二者。但是，如果接收器振幅或者发送器振幅已知，则这二者可以分离。在大部分情况下，相对于频率，振幅比I/Q减损变化慢。因此，单独的测量过程可以用于通过比用于在瞬时带宽上确定I/Q减损的步长粗糙的频率步长来测量接收器振幅或者发送器振幅。因此，包括振幅在内的总测量时间仍比二选一(alternative)快得多。关于偏移LO方法的另一个小问题是它对校准频率规划置以约束。依赖于LO偏移ΔLO的值，有可能在各个测量偏移量下得到破坏测量。如图49中所示，在频率频谱中有七个能量响应于音调的传输而出现的位置。为了正确测量对于发送器和接收器的全部减损，全部这七个信号必须保持正交，即，没有两个信号不可以在相同的频率位置出现。例如，如果接收器的LO设置成2.400GHz并且发送器的LO设置成2.39GHz，则测量破坏将在所发送的基带音调为4MHz时出现，因为这将把音调确切地放在RX泄漏(RXLeakage)；在-4MHz时出现，因为这将把TX镜像放在RX泄漏；或者在8MHz时出现，因为这将把RX镜像(RXImage)放在TX泄漏。为了避免这些问题，发送了的音调(TxTone)不能位于以下频率处：{N*FreqOffset：N＝-3，-2，-1.0，1，2，3}.此外，还有带宽限制。总的可测带宽是(TotalBW-LO_StepSize)，而总的对称可测带宽是(TotalBW-2*LO_StepSize)。这是LO步长必须是总瞬时带宽的一部分(优选是一小部分)的原因。例如，如果瞬时带宽为100MHz，并且LO步长只有25MHz，则带宽的75MHz理论上是可测量的。实际上，由于我们通常期望对称的带宽(即，+/-25MHz而不是-25MHz-50MHz)，因此我们的对称可测带宽只有50MHz。此外，由于在带边缘的衰减(roll-off)效应，有更少的可测带宽。计算真正的单点向量校准常量考虑到在了解f和-f的I/Q减损的情况下，这部分示出如何计算用于将理想地在单个位置预校正的真正单点校准的常量(即，理想地预补偿单个频率f的I/Q减损)，如在图53A和53B中指示的。单点向量校准校正5310在双点向量破坏模型5320之前。因而，作为输入被提供给单点向量校准校正的在频率f下的复指数音调被预失真，以产生复信号cos(2πft)+jΓsin(2πft+θ)预失真了的信号通过破坏模型5320进一步失真，从而导致等于原始复指数音调的校正了的输出信号。根据“破坏I/Q减损”部分，我们知道如何得出代表系统的I/Q减损的2x2频率响应矩阵H。在该部分中，我们发现A(f)、EB(f)、C(f)和D(f)是由“双点I/Q减损”(即，由在f下的I/Q减损和在-f下的I/Q减损)确定的。此外，根据“添加约束”部分(即，情况6，其中A和C是常量，而EB和ED是零)，单点校正的结构已知。利用这种信息，可以确定真正的单点校准系数α和β。给定A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)这些值，目的是确定值α和β。给定双点I/Q减损，即，增益不平衡值g1(f)＝g(f)并且g2(f)＝g(-f)和相位歪斜值并且A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)根据等式(1.56)至(1.59)已知。α和β的值可以根据如以下表达式中所示的Γ和θ确定：α＝Γsin(θ)(1.75)β＝Γcos(θ).(1.76)利用图54的矢量图，沿着x轴的求和获得等式(1.77)，并且沿着y轴的求和以获得等式(1.78)：CΓsin(θ)-EDΓcos(θ)＝-A(1.77)CΓcos(θ)+EDΓsin(θ)＝1-EB(1.78)我们依赖于事实：HT{sin(t)}＝-cos(t)，HT{cos(t)}＝sin(t)，其中HT表示Hilbert变换。等式(1.77)和(1.78)暗示：在不需要求解α和β的时候，求解Γ和θ将告诉我们波形的新增益和相位需要要确切地消除I/Q破坏的影响。应当指出，由(1.81)和(1.82)给出的校正系数α和β一般而言与用如在“在单个频率执行传统减损补偿”部分中所述传统单点补偿中的α和β不同。(因而，当用作预补偿时，即，当用在图53A和53B中时，传统单点补偿值一般而言将给出不够理想的补偿)。但是，存在其中两个系数对冲突的特定情况。如在“破坏I/Q减损”部分中所解释的，当增益不平衡和相位歪斜函数是偶函数时，破坏模型值减小到：EB(f)＝0ED(f)＝0.因而，等式(1.81)和(1.82)将专用于：这是与传统单点补偿所用相同的值。用于测量TX减损的迭代技术现在参考图55A，测量接收滤波器5525的振幅响应和接收器的I/Q减损的问题得以简化(相对于发送器的对应问题)，因为源自I/Q解调器5530的I/Q减损在接收滤波器5525的失真效果之后发生。例如，如果纯音调是至接收路径的输入信号，则接收滤波器的失真将只更改单个音调的量值和相位。然后，这个更改了的纯音调将通过I/Q解调器失真，从而产生I/Q减损。当校准接收器时，我们可以首先除去接收器的I/Q减损，只留下滤波器的振幅和相位响应效果，然后，如果期望的话，就在附加的步骤中校正滤波器的振幅和相位失真。但是，对于发送器，情况不是这样。图55B中示出的是用于发送器和接收器组合的信号路径。发送器包括I/Q调制器5510和发送滤波器5515。在有些实施例中，发送和接收LO是共享的。当发送器创建单个音调时，I/Q调制器5510引入发送I/Q减损。然后，这些减损在最后到达I/Q解调器之前穿行通过发送信号路径、电缆和接收信号路径。I/Q调制器输出和I/Q解调器输入之间的这条路径破坏在接收器取得的发送I/Q减损的测量。此外，解调器的I/Q减损进一步破坏在接收器取得的发送器I/Q减损的测量。在另选的实施例中，接收器可以基于另选的RF体系架构(即，不同于直接转换体系架构)，以使得接收器的I/Q减损非常小，即，小到足以忽略不计。图55C中示出的是信号路径中的非扁平振幅响应如何破坏在接收器看到的I/Q减损的例子。I/Q调制器所产生的是实际的I/Q减损。然后，发送信号路径破坏它们，之后是由于电缆的电延迟造成的相位旋转，之后是由接收信号路径造成的另一个破坏。除了振幅，相位响应(图55C中未示出)也造成不同但是相关的问题。对初始观察，看起来理想的解决办法将是首先表征I/Q调制器和I/Q解调器之间信号路径的量值和相位。然后，通过利用在“通过滤波器更改增益不平衡和相位歪斜”部分中的计算，信号路径的影响可以从接收器测量出的I/Q减损除去。但是，给定用于减损抑制的性能需求，这不是一个合理的任务。为了实现比-80dB更好的镜像抑制，相位歪斜需要小于0.01度。甚至在更低的RF频率，这也意味着绝对相位必须稳定和可测量，比微微秒的准确度更好。此外，I/Q减损更改来自调制器的信号的量值和相位，如在“来自I/Q减损的量值和相位破坏”部分中所述并且在图58A的等式(4.9)中所表达的那样。因此，为了确定信号路径的量值和相位响应，发送器的I/Q减损将需要是已知的，而发送器的I/Q减损正是我们尝试要测量的。通过信号路径确定确切I/Q减损的更好方法是对解进行迭代。给定对信号路径的振幅和相位的粗略估计以及对I/Q减损的估计，确切的I/Q减损可以通过足够的迭代来确定。(迭代可以利用如下所述的共享LO或偏移LO来执行。在共享LO的情况下，接收器的I/Q减损需要是已知的。在偏移LO的情况下，接收器I/Q减损不需要已知，尽管知道它们会有帮助。在这两种情况下，发送器的I/Q减损不需要事先已知。它们将作为迭代的结果来确定)。迭代的总数将很大程度上依赖于初始估计和性能标准。以下列出的是用于对共享LO和偏移LO确定发送器减损的过程。这个过程测量在瞬时带宽内所有的校准频率位置，一旦对于给定的瞬时带宽所有测量都已经完成，就只对这些测量进行迭代。在关于优化的部分中给出的是获得相同结果但一般而言需要更少迭代的修改了的过程。迭代方法步骤(概述)：1.调谐RX和TXLO。2.测量RX减损。3.测量RX和TX之间的映射。4.在TX施加估计的减损校正。5.在TX生成音调并且在RX进行测量。6.从#5除去RX减损。7.除去信号路径估计(例如，应用来自#3的映射)。8.组合来自#7的所有迭代的结果，以产生更新了的减损估计。9.如果性能度量可接受，就前往#10；否则就前往#4进行迭代。10.对每个LO频率重复步骤#1至#9。迭代方法步骤(描述)1.把发送和接收LO调谐到第一期望LO频率。如果使用共享LO(利用相同的LO或者利用两个锁定到一起的分离的LO)，则LO将处于相同的频率。在偏移LO的情况下，LO彼此偏移某个已知的确切的量。在任何一种情况下，都确保所有LO是锁相的。针对关于选择工作偏移量的更多信息，见“偏移LO方法校准方法”部分的“约束”子部分。还要记住在测量中使用的窗口。如果不使用窗口，就像在“矩形窗口优化”部分中所做的那样，则要确保偏移LO值局限于那个部分中给定的频率。2.(在使用偏移LO方法时是可选的)对于要测量发送器的每个带内偏移频率，测量接收器的增益不平衡和相位歪斜。这可以通过使用在“精确测量技术”部分中规定的测量方法来实现。由于使用偏移LO使镜像镜像看起来对于接收和发送处于不同的频率，因此除去接收减损不像在共享LO的情况中那样是关键的。在所有已知的数据集中，当LO被偏移时，这种迭代方法收敛，而无需知道接收减损。但是，接收减损确实对发送减损造成某种破坏。因此，如果它们太严重，那么，即使在使用偏移LO时，它们也会造成这种迭代方法发散，而不是收敛。3.把发送器输出连接到接收器输入。4.(只针对偏移LO方法)按等于LO偏移量的量来频移接收器的频谱。例如，如果发送器的LO位于2.400GHz并且接收器的LO位于2.404GHz，则使频谱偏移正4MHz。频移必须锁相到LO，否则在步骤5中作出的旋转估计将不能保持固定。5.通过使用“计算RX和TX之间的映射”部分中的算法确定接收和发送之间的旋转和缩放映射。由于泄漏会对带内功率敏感，因此，为了更好的结果，在瞬时带宽的某个地方应用音调。这种映射将是恒定的并且一旦LO设置好就可以重复。因而，在至少一些实施例中，LO需要是锁相的。当使用偏移LO方法时，确切的LO偏移量是已知的。6.如果这是#6的第一次迭代，就不在发送器应用任何校正(直通)并且前进到#7。否则，基于#10中的测量在发送器应用校正滤波器。7.对于每个期望的带内测量位置，在发送器应用复指数音调，并且通过使用“精确测量技术”部分中的计算方法在每个频率偏移量确定原始增益不平衡和相位歪斜。8.(当使用偏移LO方法时是可选的)对于#7中每个测量出的值，通过数学方式除去接收器的增益不平衡和相位歪斜。这可以通过“从测量出的输出减损除去接收器减损”部分中所描述的计算来进行。这在解调器之前放置发送器的测量。代替步骤#8，另一种方法是在步骤#7之前在接收器应用校正滤波器(根据“宽带I/Q减损均衡”部分)并且通过该校正传递捕捉到的波形。这种方法不准确，因为，由于有限的滤波器阀，校正滤波器有可能不像测量那么准确。9.对于#8中每个计算出的值，通过使用“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”中描述的变换除去近似已知的旋转、缩放、量值和相位。旋转和缩放是在步骤#5中确定的。在第一次迭代之后，量值的估计也可以确定。这近似地在调制器的输出设置测量。如果测量确切地处于调制器的输出，则我们将不需要这种迭代方法。需要这种迭代方法是因为我们在所需准确度之内不知道调制器的输出和解调器的输入之间的路径的旋转、缩放、量值和相位。10.通过找出所有增益不平衡之积(当使用线性标度时)以及基于每个频率偏移量和LO组合的所有相位歪斜之和来组合来自#9的所有迭代的结果。例如，如果测量是在-15MHz、-5MHz、5MHz和15MHz下执行的，则只有在-15MHz下取得的测量从其它迭代组合到一起。当在#13中移动到另一个LO时，这种组合重新开始，使得在-15MHz和LO＝2.4GHz下的测量不与在-15MHz和LO＝2.6GHz下的测量组合。11.根据在#9中测量出的并且由等式4.15计算出的每个带内频率位置的增益不平衡和相位歪斜计算镜像抑制。通过找出所有镜像抑制计算的最小值确定较坏情况下的整个频带的镜像抑制。12.如果来自#11的镜像抑制满足所需的性能度量，则最终的增益不平衡和相位歪斜测量是步骤#10中计算出的那些并且对于这个LO频率不需要更多迭代，否则通过前往#6对解进行迭代。13.对每个LO频率重复步骤#1至#11。在一组实施例中，发送器的I/Q减损可以根据附录A中给出的方法来估计。结果图56A和56B示出了根据迭代方法的一种实施例的每次迭代的改进(即，收敛速率)。在至少一些实施例中，对于量值，迭代方法具有[-3dB，3dB]的收敛区间，对于相位，具有[-30度，30度]的收敛区间。在这些实施例中，如果量级或相位具有在这些区间之外的误差，则测量序列将发散。图56A和56B示出了对于量值误差和相位误差的每次迭代的收敛。优化这部分描述如何优化上述迭代过程来使用更少的总采集并因此使用更少的校准时间。关于上述迭代过程的问题是：除了在迭代之间计算新滤波器，它还对瞬时带宽内的单个宽带测量进行多次采集。但是，通过使用单点向量校准来对单个点进行迭代以确定其实际的减损值，从而采集的总数可以大大减少。然后，通过步进穿过带，减损的前一测量位置变成下一测量位置的估计。当减损跨带变化不是很快时，这很好地起作用，因而对附近的实际值提供好的估计。通过添加这种优化，创建如下的频率规划是可取的：[Δf/2，-Δf/2，2*Δf/2，-2*Δf/2，3*Δf/2，-3*Δf/2，...，N*Δf/2，-N*Δf/2]对于整数N，其中Δf是瞬时带宽中频率测量位置的间距。由于它通过使用其邻居产生要测量的新点的最佳估计，这得到优化的最大益处。由于这种方法使用发送器的真正单点校准，因此它需要关于在音调位置及其镜像的减损的信息。这是在正和负频率之间交替的原因。对以下编号的过程，也假设这种交替的频率规划。优化的迭代方法步骤(描述性的)：1.把发送和接收LO调谐到第一期望LO频率。如果使用共享LO(利用相同的LO或者利用两个锁定到一起的分离的LO)，则LO将处于相同的频率。在偏移LO的情况下，LO彼此偏移某个已知的确切的量。在任何一种情况下，都确保所有LO是锁相的。对关于选取工作偏移量的更多信息，参见“偏移LO方法校准方法”部分的“约束”子部分。还要记住在测量中使用的窗口。如果不使用窗口，就像在“矩形窗口优化”部分中所做的那样，就要确保偏移LO值局限于那个部分中给定的频率。2.(在使用偏移LO方法时是可选的)对于要测量发送器的每个带内偏移频率，测量接收器的增益不平衡和相位歪斜。这可以通过使用在“精确测量技术”部分中规定的测量方法来实现。由于使用偏移LO使镜像看起来对于接收和发送处于不同的频率，因此除去接收减损不像在共享LO的情况中那样是关键的。在所有已知的数据集中，当LO是偏移量时，这种迭代方法收敛，无需知道接收减损。但是，接收减损确实对发送减损造成某种破坏。因此，如果它们太严重，那么，即使在使用偏移LO时，它们也会造成这种迭代方法发散，而不是收敛。3.把发送器输出连接到接收器输入。4.(只对于偏移LO方法)按等于LO偏移量的量频移接收器的频谱。例如，如果发送器的LO位于2.400GHz并且接收器的LO位于2.404GHz，则使频谱偏移正4MHz。频移被锁相到LO。(否则在步骤5中作出的旋转估计将不能保持固定。)5.通过使用“计算RX和TX之间的映射”中的算法确定接收和发送之间的旋转和缩放映射。由于泄漏会对带内功率敏感，因此，为了更好的结果，在瞬时带宽的某个地方应用音调。这种映射应当保持恒定并且一旦LO设置好就可以重复。因而，在至少一些实施例中，LO是锁相的。当使用偏移LO方法时，确切的LO偏移量是已知的。6.如果这是对这个特定LO频率的#6的第一次迭代，就不在发送器应用任何校正(仅是通过)并且前进到#7。可选地，如果这是对这个特定LO频率的#6的第一次迭代，则在步骤#5中应用0Hz附近的音调并且使用与算法中使用的泄漏(0Hz)信息同时获取的增益不平衡和相位歪斜信息来对音调和镜像都产生减损的初始估计。否则，利用在“计算真正的单点向量校准常量”中找到的计算基于以下的测量在发送器应用单点校正(假设以上提供的频率规划)。a.如果这是从#13开始的#6的第一次迭代，则最佳音调估计在变量$Previous_Impairments2中找到。否则，#10的当前值是最佳估计。b.最佳镜像估计在变量$Previous_Impairments1中找到。7.对于当前测量位置，在发送器应用复指数音调，并且通过使用“精确测量技术”部分中的计算方法对这个特定的带内频率偏移量确定原始增益不平衡和相位歪斜。8.(当使用偏移LO方法时可选的)对于#7中每个测量出的值，通过数学除去接收器的增益不平衡和相位歪斜。这可以通过“根据测量出的输出减损除去接收器减损”部分中所描述的计算来进行。这在解调器之前设置发送器的测量。代替步骤#8，另一种方法是通过(根据从“宽带I/Q减损均衡”部分)计算所需的校正来在步骤#7之前在接收器应用校正滤波器并且通过该校正传递捕捉到的波形。这种方法不准确，因为，由于有限的滤波器阀，校正滤波器有可能不像测量那么准确。9.通过使用“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”中描述的变换，从#8除去近似已知的旋转、缩放、量值和相位。旋转和缩放是在步骤#5中确定的。量值的良好估计可以通过以在步骤#6中找出减损的良好估计的相同方式使用其邻居量值来找出。这近似地在调制器的输出设置测量。如果测量确切地在调制器的输出，则我们将不需要这种迭代方法。需要这种迭代方法是因为我们在所需准确度之内不知道调制器的输出和解调器的输入之间的路径的旋转、缩放、量值和相位。10.通过找出所有增益不平衡之积(当使用线性标度时)以及基于每个频率偏移量和LO组合的所有相位歪斜之和来组合来自#9的所有迭代的结果和变量$Previous_Impairments2。例如，如果测量是在-15MHz、-5MHz、5MHz和15MHz下执行的，则只有在-15MHz下取得的测量从其它迭代组合到一起。当在#13中移动到另一个LO时，这种组合重新开始，使得在-15MHz和LO＝2.4GHz的测量不与在-15MHz和LO＝2.6GHz的测量组合。11.通过利用来自#9和等式4.15的增益不平衡和相位歪斜信息来计算镜像抑制。12.如果来自#11的镜像抑制满足所需的性能度量，则用于当前测量位置的最终的增益不平衡和相位歪斜测量是步骤#10中计算出的那些并且对这个LO频率不需要更多迭代。因此，前进到#13并且把变量$Previous_Impairments1中的值保存到$Previous_Impairments2中，并且在变量$Previous_Impairments1中存储当前测量。否则，通过前往#6对解进行迭代。13.对每个带内频率测量位置重复步骤#6至#12。14.对每个LO频率重复步骤#1至#13并且清除所有变量。在有些实施例中，发送器的I/Q减损可以利用如附录B中所述的偏移LO来估计。在其它实施例中，发送器的I/Q减损可以利用如附录C中所述的共享LO来估计。来自I/Q减损的量值和相位破坏这部分导出对理解I/Q减损如何破坏信号的量值和相位有用的各种等式。我们将看到形式为的信号s(f，t)包括在频率f下的音调和在频率-f下的镜像。图57提供了用于音调和镜像的振幅的记法。包括等式(4.8)至(4.21)的推导在图58A和58B中给出。等式(4.11)规定音调的振幅|α|为I/Q减损的结果。注意，如果增益不平衡等于一并且相位歪斜等于零，则音调的振幅没有变化。此外，一旦减损已知，镜像抑制就可以直接通过使用等式(4.15)来计算。精确测量技术这部分描述用于准确且快速地测量量值、相位、泄漏、增益不平衡和相位歪斜的方法。除了测量质量和速度，该方法还有助于用于甚至更大计算加速的FPGA实现。这种方法是在输入注入已知信号然后在输出进行测量的刺激/响应方法。具体而言，刺激是纯复指数，其频率等于用于期望测量的频率位置。在有些实施例中，这种复指数是由校准合成器或者由循环回到接收器的发送器生成的。对于复指数的每个频率，响应被数字化并处理，以便确定对应的测量。这部分的剩余部分讨论数字化了的响应数据如何被处理，以给出感兴趣的测量。当这种处理被认为在时域内时，基本的构思是把每个信号混合到DC，然后采用平均的方法来得到精确的结果。在频域，这可以看作是少数单点窗口化离散时间傅立叶变换的计算。这种解释和推导将假设在计算DTFT之前使用矩形窗口(其宽度等于采集长度(acquisitionlength))。开窗及其效果在下一部分“矩形窗口优化”中更详细地讨论。等式6.1描述了模拟响应的预期形式。这种形式假设刺激是处于已知频率f的复指数。等式6.3定义具有无限支持的DTFT，并且因此对于实际的计算是不可实现的。等式6.4通过使用矩形窗口给出具有有限支持的DTFT。值w代表关于区间[π，π]的标准化的数字化频率。从f到w的转换由w＝2πf/采样率给出。测量信号的泄漏不需要偏移而且仅仅需要进行求平均，因为其频谱成分已经位于0Hz。为了测量给定音调的量值和相位，首先通过用复指数乘以与音调频率相等且相反的频率来混合下至0Hz的复数音调。然后在采集长度上把结果求平均。对于在感兴趣的频率下对复数输入信号取单点DTFT，这同样是等效的。s[n]＝ADC_Sampling(s(t，t))(6.2)AI＝Re(Avg{s[n]exp(-jwn)})(6.6B)AQ＝Im(Avg{s[n]exp(-jwn)})(6.6C)作为替代，{s[n]}的相位可以根据以下表达式来计算：计算增益不平衡和相位歪斜涉及独立地找出I和Q信号的量值和相位。例如，在图59中，“Q实际”信号是与同相信号(即，“I参考”信号(相比具有0.6增益不平衡和20度相位歪斜的26MHz信号。但是，“Q期望”轨迹给出了理想的正交信号，它从同相信号偏移90度。通过测量同相分量(“I参考”)的量值和相位，理想的正交信号可以通过其相对于同相分量的正交性来确定。然后，通过知道正交信号(“Q实际”)的实际量值和相位，理想正交信号和实际正交信号之差可以被确定。图60和61中示出的是用于同相和正交相信号分量的(即，用于图59中“I参考”信号和“Q实际信号”的)量值。由于复信号s(t)的每个分量都是实数值信号，因此被预期具有对称的量值响应。为了找出增益不平衡g(f)，确定在音调的频率位置的每个信号分量的增益，然后用I增益去除Q增益，如等式6.12中所给出的。等式6.8至6.11示出了如何计算每个成分的量值和相位。遵循假设同相信号是理想的并且正交相位信号包含所有减损的惯例，该减损是相对于同相信号参考而计算的。(其它惯例也是可能的，如以上以各种不同方式描述的。例如，正交信号也同样可以选择作为参考)。因此，量值和相位是通过找出单点DTFT而为I信号和Q信号中每一个计算的。然后，这些量值和相位通过等式6.12和6.13组合到一起，以便确定正交信号分量的增益不平衡和相位歪斜。在以下等式中，I(n，w)是I(t，w)的采样版本，并且Q(n，w)是Q(t，w)的采样版本。‖I(w)‖＝|Avg{I(n，w)exp(-jwn)}|(6.8)‖Q(w)‖＝|Avg{Q(n，w)exp(-jwn)}|(6.10)在另选实施例中，‖I(w)‖、Phase{I(w)}、‖Q(w)‖和Phase{Q(w)}可以如下计算：‖I(w)‖＝Sum{I(n，w)exp(-jwn)}|/N.(6.8)‖Q(w)‖＝|Sum{Q(n，w)exp(-jwn)}|/N(6.10)其中N是采集尺寸。图62说明了用于计算LO泄漏、振幅、增益不平衡、镜像抑制和相位歪斜的软件实施例(以LabVIEW图形编程语言编写)。在有些实施例中，对以下的计算是由可编程硬件元件(例如，接收器的FPGA)执行的。Sum{Re(Q(n，w)exp(-jwn))}Sum{Im(Q(n，w)exp(-jwn))}Sum{Re(s[n])}Sum{Im(s[n])}图63示出了接收由FPGA计算出的求和值并且基于那些求和值和获取长度计算LO泄漏、振幅、增益不平衡和相位歪斜的LabVIEW图形程序(VI)。(本文所述的各种计算机系统中任意一种都可以包括用于执行包括计算机程序的软件基础设施，其中计算机程序例如LabVIEW图形程序)。矩形窗口优化在有些实施例中，非矩形窗口可以应用到复数数字信号{s(n)}。各种标准窗口类型中任意一种都可以使用。在其它实施例中，没有窗口明确地应用到复数数字信号。但是，通过只对有限的采集区间执行计算，隐含地应用矩形窗口。如果我们对音调在频谱中的设置置以频率规划约束或者判断计算出的测量误差为可接受，则没有窗口需要明确地应用到复数数字信号。(因而，我们可以避免存储窗口值所需的存储器，从而使硬件利用最小化)。否则，窗口应当用来进行测量。这部分将讨论：，对频率规划约束的推导、以及当不使用窗口时如果不使用受约束的频率规划将产生的测量误差。以下是对矩形窗口的推导(即，没有明确的窗口)。仅仅是为了参考，等式5.9是用于标准DTFT的等式并且等式5.12给出用于有限几何系列的闭型解。矩形窗口在有限区间上定义为一并且在其它地方为零。因此，其DTFT由5.11给出。利用等式5.12的几何恒等式，窗口的DTFT可以简化成等式5.13。最后，由于5.13的最后一个表达式的第一项具有单位量值，因此时数振幅由等式5.14给出。应当注意，对于纯音调，开窗音调中的空值(null)将发生在Ftone+/-N*SampleRate/AcqLength，Ftone是音调频率，AcqLength是复数数字信号的采集中样本的个数，而SampleRate是复数数字信号的样本被采集的速率。还要注意，对于镜像抑制计算，如果我们确信所有生成的音调只存在于SampleRate/AcqLength的倍数，则在测量中将不会有任何频谱泄漏。图64-65示出了具有公共采样率120MHz和不同采集长度的振幅频谱|RECT(w)|的两个相应的图。第一个图(图64)对应于采集长度20。第二个图(图65)对应于采集长度128。一般化的推导给定图66的系统模型，我们可以根据输入I/Q减损gin(ω)和以及输出I/Q减损gout(ω)和为频率响应U(ω)和V(ω)推导函数形式。此外，我们可以根据频率响应U(ω)和V(ω)及输入I/Q减损推导输出减损。这两个推导都依赖于以下预备步骤。系统模型暗示：其中u(t)和v(t)是分别对应于U(ω)和V(ω)的脉冲响应。利用用于余弦和正弦函数的标准恒等式，我们获得：在exp(jωt)中收集项的系数以及分离地在exp(-jωt)中项的系数给出以下两个等式：但是，等式(7.8a)适用于所有ω。因此，我们可以用-ω代替ω，并且获得：等式(7.7)和(7.8b)定义未知向量[]U(ω)，V(ω)]T中的2x2矩阵等式，其解由图67中的等式(7.9)和(7.10)给出。现在，给定输入减损以及滤波器U(ω)和V(ω)的频率响应，我们推导输出减损。根据等式(7.7)和(7.8a)可以看到计算输出减损是不可能的，因为问题被超定了。但是，由于U(ω)和V(ω)都是实数值滤波器，因此在它们的正和负频率响应之间存在直接关系，即，U(-f)＝U＊(f)和V(-f)＝V＊(f)。因此，从测量出的输出减损除去接收器减损在这部分中，给定输出减损gout(f)和以及系统本征减损gsys(f)和我们推导用于计算系统的输入减损gin(f)和的方法。这种方法可以用来从在接收器的输出(例如，I/Q解调器的输出)测量出的减损除去接收器本征的减损，以便确定在接收器的输入(例如，I/Q解调器的输入)的减损。给定用于图66的系统模型的频率响应U(f)和V(f)以及输出减损gout(f)和我们可以从等式(7.7)开始计算输入减损gin(f)和在这里关于频率用f代替ω来拷贝：如果我们定义则等式(7.14)可以更简练地表示为：Zin(f)＝{-jU(f)+Zout(f)}/V(f).(7.17)我们可以通过使用gin(f)恒等于一、恒等于零、gout(f)等于系统的增益不平衡gsys(f)并且等于系统的相位歪斜的具体假设从图67的等式(7.9)和(7.10)确定U(f)和V(f)。在这些具体的假设下，等式(7.9)和(7.10)专用于：如果我们定义则等式(7.15)和(7.16)可以表示为：U(f)＝(j/2){Zsys(-f)*-Zsys(f)}(7.21)V(f)＝(1/2){Zsys(f)+Zsys(-f)*}.(7.22)通过把这些表达式替换到等式(7.17)中，我们获得：这种由等式(7.23)至(7.25)规定的计算方法可以用来从在接收器的输出(例如，I/Q解调器的输出)测量出的减损gM(f)和除去接收器本征减损gRX(f)和以便如下获得在接收器的输入(例如，I/Q解调器的输入)的减损gin(f)和附加实施例在以下编号的段落中公开。1.一种用于操作接收器的方法，该方法包括：从通信介质接收模拟输入信号；对模拟输入信号执行I/Q解调，以产生模拟同相信号和模拟正交信号；对模拟同相信号和模拟正交信号进行数字化，以分别产生数字同相信号I(n)和数字正交信号Q(n)；根据以下表达式变换数字同相信号I(n)和数字正交信号Q(n)，以产生结果数字同相信号IR(n)和结果数字正交信号QR(n)IR(n)＝I(n)，QR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，其中HT表示Hilbert变换，其中，计算系数a、b、c和d，以实现对接收器在频率f和-f下的I/Q减损的至少部分补偿，其中每个系数都是基于接收器在频率f下的测量出的I/Q减损和接收器在频率-f下的测量出的I/Q减损来计算的。1B.段落1的方法，其中，作为对以上给出的表达式的另选方案，结果数字同相信号IR(n)和结果数字正交信号QR(n)根据以下表达式变换：IR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，QR(n)＝Q(n).2.段落1的方法，其中模拟输入信号是纯音调。3.段落1的方法，其中模拟输入信号是携带二进制信息流的通信信号。4.一种接收器，包括：I/Q解调器，配置为接收模拟输入信号，并且对模拟输入信号执行I/Q解调，以产生模拟同相信号和模拟正交信号；数字化单元，配置为对模拟同相信号和模拟正交信号进行数字化，以分别产生数字同相信号I(n)和数字正交信号Q(n)；数字电路，配置为根据以下表达式变换数字同相信号I(n)和数字正交信号Q(n)，以产生结果数字同相信号IR(n)和结果数字正交信号OR(n)：IR(n)＝I(n)，QR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，其中HT表示Hilbert变换，其中，计算系数a、b、c和d，以至少部分补偿接收器在频率f和-f下的I/Q减损，其中每个系数都是基于接收器在频率f下的测量出的I/Q减损和接收器在频率-f下的测量出的I/Q减损来计算的。4B.段落4的接收器，其中，作为对以上给出的表达式的另选方案，结果数字同相信号IR(n)和结果数字正交信号QR(n)根据以下表达式变换：IR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，QR(n)＝Q(n).5.段落4的接收器，其中模拟输入信号是纯音调。6.段落4的接收器，其中模拟输入信号是携带二进制信息流的通信信号。7.一种用于操作发送器的方法，该方法包括：接收数字同相信号I(n)和数字正交信号Q(n)；根据以下表达式变换数字同相信号I(n)和数字正交信号Q(n)，以获得结果数字同相信号IR(n)和结果数字正交信号QR(n)：IR(n)＝I(n)，QR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，其中HT表示Hilbert变换，其中，计算系数a、b、c和d，以至少部分预补偿接发送器在频率f和-f下的I/Q减损，其中每个系数都是基于发送器在频率f下的I/Q减损的估计和发送器在频率-f下的I/Q减损的估计来计算的；把结果数字同相信号IR(n)和结果数字正交信号QR(n)转换成模拟形式，以便分别获得模拟I信号和模拟Q信号；对模拟I信号和模拟Q信号执行I/Q调制，以产生调制了的模拟信号。7B.段落7的方法，其中，作为对以上给出的表达式的另选方案，结果数字同相信号IR(n)和结果数字正交信号QR(n)根据以下表达式变换：IR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，QR(n)＝Q(n).8.段落7的方法，其中数字同相信号和数字正交信号代表在频率f下的复指数音调。9.段落7的方法，其中数字同相信号和数字正交信号携带对应的二进制信息流。10.一种发送器，包括：数字电路，配置为接收数字同相信号I(n)和数字正交信号Q(n)，并且根据以下表达式变换数字同相信号I(n)和数字正交信号Q(n)，以获得结果数字同相信号IR(n)和结果数字正交信号QR(n)：IR(n)＝I(n)，QR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，其中HT表示Hilbert变换，其中，计算系数a、b、c和d，以至少部分预补偿接发送器在频率f和-f下的I/Q减损，其中每个系数都是基于发送器在频率f下的I/Q减损的估计和发送器在频率-f下的I/Q减损的估计来计算的；数模转换(DAC)单元，配置为把结果数字同相信号和结果数字正交信号转换为模拟形式，以便分别获得模拟I信号和模拟Q信号；I/Q调制器，配置为对模拟I信号和模拟Q信号执行I/Q调制，以产生调制了的模拟信号。10B.段落10的发送器，其中，作为对以上给出的表达式的另选方案，结果数字同相信号IR(n)和结果数字正交信号QR(n)根据以下表达式变换：IR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，QR(n)＝Q(n).11.段落10的发送器，其中数字同相信号和数字正交信号代表在频率f下的复指数音调。12.段落10的发送器，其中数字同相信号和数字正交信号携带对应的二进制信息流。还有附加实施例在以下编号的段落中公开。1.一种用于校正接收到的传输信号中的I/Q减损的方法，该方法包括：经传输介质接收传输信号；对接收到的传输信号执行I/Q解调，以产生模拟I(同相)和Q(正交)信号；对模拟I信号和模拟Q信号中每一个执行模数转换，以产生数字I和Q信号；并且对数字I和Q信号执行宽带I/Q减损校正，其中所述宽带I/Q减损校正补偿数字I和Q信号中增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。2.段落1的方法，其中所述宽带I/Q减损校正补偿由于I/Q解调或模拟I信号和模拟Q信号的模数转换中一个或多个造成的数字I和Q信号中增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。3.段落1的方法，其中该方法是由接收设备实现的，其中所述宽带I/Q减损校正在跨接收设备瞬时带宽的多个频率偏移量补偿数字I和Q信号中增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。4.段落1的方法，其中对数字I和Q信号执行宽带I/Q减损校正包括滤波数字I信号或数字Q信号中的一个或多个。5.段落4的方法，其中对数字I和Q信号执行宽带I/Q减损校正包括滤波数字Q信号并且留下数字I信号不变。6.段落4的方法，其中对数字I和Q信号执行宽带I/Q减损校正包括滤波数字I信号并且留下数字Q信号不变。7.段落4的方法，其中对数字I和Q信号执行宽带I/Q减损校正包括把数字Q信号和数字I信号都滤波。8.段落1的方法，其中该方法是由接收设备实现的，其中该方法还包括通过向接收设备提供多个已知的测试信号并且测量由接收设备响应于已知的测试信号而引入的I/Q减损来确定校正信息，其中所述宽带I/Q减损校正利用校正信息来补偿数字I和Q信号中增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。9.段落8的方法，其中向接收设备提供多个已知的测试信号包括提供以下一个或多个：处于不同频率的多个正弦波；或者处于不同频率的多个余弦波。10.段落1的方法，其中经通信介质接收传输信号包括经以下一个或多个接收传输信号：无线通信介质；或电缆。11.段落1的方法，其中接收到的传输信号是射频(RF)信号。12.一个接收设备，配置为：经传输介质接收传输信号；对接收到的传输信号执行I/Q解调，以产生模拟I(同相)和Q(正交)信号；对模拟I信号和模拟Q信号中每一个执行模数转换，以产生数字I和Q信号；并且对数字I和Q信号执行宽带I/Q减损校正，其中所述宽带I/Q减损校正补偿数字I和Q信号中增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。13.段落12的接收设备，其中接收设备包括：用于接收传输信号的一个或多个输入端口；用于输出校正了的数字I信号或校正了的数字Q信号中一个或多个的一个或多个输出端口；以及配置为执行宽带I/Q减损校正的可编程硬件元件。14.段落13的接收设备，其中可编程硬件元件包括FPGA(现场可编程门阵列)。19.一种用于校正I/Q减损的方法，该方法包括：接收要发送的数字I(同相)和Q(正交)信号；对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损预校正，其中执行宽带I/Q减损预校正包括滤波数字I信号和数字Q信号中的一个或多个，以产生一个或多个预校正的数字信号，来预补偿随后将在传输信号的合成过程中引入的增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化；并且利用一个或多个预校正的数字信号合成传输信号。20.段落19的方法，其中执行宽带I/Q减损预校正滤波数字Q信号，以产生预校正的数字Q信号，并且留下数字I信号不变；其中传输信号是从预校正的数字Q信号和不变的数字I信号合成的。21.段落19的方法，其中执行宽带I/Q减损预校正滤波数字I信号，以产生预校正的数字I信号，并且留下数字Q信号不变；其中传输信号是从预校正的数字I信号和不变的数字Q信号合成的。22.段落19的方法，其中执行宽带I/Q减损预校正滤波数字I信号，以产生预校正的数字I信号，并且滤波数字Q信号，以产生预校正的数字Q信号；其中传输信号是从预校正的数字I信号和预校正的数字Q信号合成的。23.段落19的方法，其中合成传输信号包括：执行一个或多个预校正的数字信号的数模转换，以产生模拟I信号或模拟Q信号中的一个或多个；并且利用模拟I信号或模拟Q信号中的一个或多个执行I/Q调制，以产生传输信号；其中一个或多个预校正的数字信号预补偿由数模转换或I/Q调制中一个或多个造成的增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。24.段落23的方法，其中执行一个或多个预校正的数字信号的数模转换产生模拟Q信号；其中该方法还包括执行数字I信号的数模转换，以产生模拟I信号；其中执行I/Q调制以产生传输信号使用模拟Q信号和模拟I信号。25.段落19的方法，其中该方法是由发送设备实现的；其中所述宽带I/Q减损预校正预补偿在跨发送设备的瞬时带宽的多个频率偏移量的增益不平衡和相位不平衡。26.段落19的方法，其中该方法是由发送设备实现的；其中该方法还包括通过向发送设备提供多个已知的测试信号并且测量由发送设备响应于已知的测试信号而引入的I/Q减损来确定校正信息；其中所述宽带I/Q减损预校正利用该校正信息来产生一个或多个预校正的数字信号。27.段落26的方法，其中向发送设备提供多个已知的测试信号包括提供以下一个或多个：处于不同频率的多个正弦波；或者处于不同频率的多个余弦波。28.段落19的方法，还包括经以下一个或多个发送传输信号：无线通信介质；或电缆。29.段落19的方法，其中传输信号是射频(RF)信号。30.一种发送设备，配置为：接收要发送的数字I(同相)和Q(正交)信号；对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损预校正，其中执行宽带I/Q减损预校正滤波数字I信号和数字Q信号中的一个或多个，以产生一个或多个预校正的数字信号，以预补偿随后将在传输信号的合成过程中引入的增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化；并且利用一个或多个预校正的数字信号合成传输信号。31.段落30的发送设备，其中发送设备包括：用于接收数字I信号和数字Q信号的一个或多个输入端口；用于输出传输信号的一个或多个输出端口；以及配置为对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损预校正的可编程硬件元件。32.段落31的发送设备，其中可编程硬件元件包括FPGA(现场可编程门阵列)。34.一种测量系统，包括：接收设备；及被测设备；其中接收设备配置为：接收包括从被测设备采集到的测量数据的传输信号；对接收到的传输信号执行I/Q解调，以产生模拟I(同相)和Q(正交)信号；执行模拟I信号和模拟Q信号中每一个的模数转换，以产生数字I信号和数字Q信号，其中所述宽带I/Q减损校正补偿数字I信号和数字Q信号中增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化。35.段落34的测量系统，还包括：发送设备，其中该发送设备配置为：接收要发送的数字I信号和数字Q信号，其中数字I信号和数字Q信号规定要发送到被测设备的信息；对数字I信号和数字Q信号执行宽带I/Q减损预校正，其中执行宽带I/Q减损预校正滤波数字I信号和数字Q信号中的一个或多个，以产生一个或多个预校正的数字信号，以预补偿随后将在传输信号的合成过程中引入的增益不平衡和相位不平衡的频率相关变化；利用一个或多个预校正的数字信号合成传输信号；并且把传输信号发送到被测设备。36.段落35的测量系统，其中传输信号包括用于控制被测设备的控制信号。37.段落34的测量系统，还包括：机箱；其中接收设备实现为安装在机箱中的第一模块；其中发送设备实现为安装在机箱中的第二模块。38.段落37的测量系统，其中机箱是PXI(用于仪表设备的PCI扩展)机箱。图68说明了可以用来执行本文所述任意方法实施例或者本文所述方法实施例的任意组合或者本文所述任意方法实施例的任意子集的计算机系统6800的一种实施例。计算机系统6800可以包括处理单元6810、系统存储器6812、一个或多个存储设备的集合6815、通信总线6820、输入设备的集合6825以及显示系统6830。系统存储器6812可以包括一组诸如RAM设备(以及还可能有一组ROM设备)的半导体设备。存储设备6815可以包括各种存储设备中的任意一种，诸如一种或多种存储器介质和/或存储器访问设备。例如，存储设备6815可以包括诸如CD/DVD-ROM驱动器、硬盘、磁盘驱动器、磁带驱动器等设备。处理单元6810配置为读取并执行程序指令，例如存储在系统存储器6812中和/或一个或多个存储设备6815上的程序指令。处理单元6810可以通过通信总线6820(或者通过互连总线的系统，或者通过网络)耦合到系统存储器6812。程序指令配置计算机系统6800实现方法，例如，本文所述任意方法实施例、或者本文所述方法实施例的任意组合，或者本文所述任意方法实施例的任意子集，或者这种子集的任意组合。处理单元6810可以包括一个或多个处理器(例如，微处理器)。一个或多个用户可以通过输入设备6825向计算机系统6800提供输入。输入设备6825可以包括诸如键盘、鼠标、触摸敏感衬垫、触摸敏感屏幕、绘图板、轨迹球、光笔、数据手套、眼睛朝向和/或头部朝向传感器、麦克风(或者麦克风的集合)的设备或者其任意组合。显示系统6830可以包括代表多种显示技术中任意一种的多种显示设备中任意一种。例如，显示系统可以是计算机监视器、头戴式显示器、投影仪系统、立体显示器，或者其组合。在有些实施例中，显示系统可以包括多个显示设备。在一种实施例中，显示系统可以包括打印机和/或绘图仪。在有些实施例中，计算机系统6800可以包括其它设备，例如，诸如一个或多个图形加速器、一个或多个扬声器、声卡、摄像机和视频卡、数据采集系统的设备。在有些实施例中，计算机系统6800可以包括一个或多个通信设备6835，例如，用于与计算机网络接口的网络接口卡。作为另一个例子，通信设备6835可以包括用于经多种已确立的通信标准或协议(例如，USB、Firewire、PCI、PCIExpress、PXI)中任意一种通信的专用接口。计算机系统可以利用包括操作系统并且可能还有一个或多个图形API(诸如Direct3D、Java3DTM)的软件基础设施来配置。在有些实施例中，软件基础设施可以包括美国国家仪器公司(NationalInstruments)的LabVIEWTM软件，和/或LabVIEWTNFPGA。在有些实施例中，计算机系统6800可以配置为与发送器6840联系。发送器可以配置为发送信号(到通信信道上)，如本文中以各种不同方式描述的。发送器可以在处理器6810上执行的软件和/或在发送器自身上执行的软件的控制下操作。在有些实施例中，计算机系统6800可以配置为与接收器6850联系。接收器可以配置为(从通信信道)接收信号，如本文中以各种不同方式描述的。接收器可以在处理器6810上执行的软件和/或在接收器自身上执行的软件的控制下操作。在有些实施例中，发送器和/或接收器可以包括一个或多个可编程硬件元件和/或一个或多个微处理器，用于对数字数据(例如，对数字基带信号或者数字IF信号)执行数字处理，如本文中以各种不同方式描述的。虽然以上已经相当详细地描述了实施例，但是，一旦完全理解了以上公开内容，各种变化和修改将对本领域技术人员变得显而易见。以下权利要求应当解释为涵盖所有这些变化和修改。附录A利用共享LO估计发送器I/Q减损的迭代方法1.对要在其测量发送器的增益不平衡gT和相位歪斜的每个带内偏移量频率f，测量接收器的增益不平衡gR和相位歪斜(在有些实施例中，这组频率偏移量关于零对称，即，对于集合中的每个频率偏移量f，频率偏移量-f也在该集合中)。对于每个f，指引音调发送器生成处于频率v＝fLO+f下的音调，其中fLO是LO频率，把该音调应用到接收器的输入，并且在接收器的I/Q解调器的输出捕捉复数基带序列z(n)。增益不平衡gR和相位歪斜是基于复数基带序列z(n)计算的，如在“精确测量技术”部分中描述的。2.配置接收器和发送器，使得它们使用相同的LO频率fLO。如果接收器和发送器使用两个不同的LO电路，则调谐发送器，使得其LO锁相到相同的参考。因此，发送器的频率和接收器的频率都是fLO。3.把发送器的输出连接到接收器的输入，例如，经电缆或者无线连接。4.通过利用部分“计算RX和TX之间的映射”中的算法估计发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器之间信号路径的DC缩放m(0)和DC旋转θ(0)。为了最好的结果，除DC测试向量之外，还向发送器的I/Q调制器应用音调K。应用音调K是因为泄漏会对带内功率敏感。音调K在瞬时带宽内与DC不同的某个频率应用。(作为DC缩放和DC旋转的估计的一部分，“精确测量技术”部分的方法应用到采样的复数数据。如果采样的复数数据未开窗，则对音调K的频率放置有约束。)5.迭代索引k←0Dowhile(质量测量Q小于阈值)For每个频率偏移量f：设置gT(f，0)←0并且6A.Ifk＝0：在发送器不应用预校正，即，配置发送器的预校正电路系统使用值α＝0和β＝1Else(k＞0)基于以下对频率偏移量f计算预校正系数α和β：当前的发送器增益不平衡估计gT(f，k)；当前的发送器相位歪斜估计当前的发送器增益不平衡估计gT(-f，k)；当前的发送器相位歪斜估计(如果频率偏移量集合关于零不对称，则对gT(-f，k)和选择最接近-f下的频率)。作为替代，可以创建发送器预校正滤波器。Endif配置预校正电路系统，以使用计算出的值α和β(或者预校正滤波器)。7A.对预校正电路系统的输入应用复指数信号u(n)＝exp(j2πfn)7B.在接收器的I/Q解调器的输出测量复数基带信号z(n)。7C.利用“精确测量技术”中的计算方法基于复数基带信号z(n)确定原始增益不平衡gz(f)和原始相位歪斜8.从原始增益不平衡gz(f)和原始相位歪斜除去接收器的增益不平衡gR(f)和相位歪斜以获得预解调增益不平衡gPD(f)和预解调相位歪斜(对于执行这种去除，有至少两种方法：直接变换方法和滤波方法。直接变换方法会比滤波方法具有更高的质量。直接变换方法在标题为“从测量出的输出减损除去接收器减损”的部分中讨论。滤波方法涉及对复数基带信号z(n)＝(I(n)，Q(n))应用数字滤波器的2x2矩阵，以获得部分校正的信号PCS(n)。数字滤波器的2x2矩阵可以如上联系图2A、2B和3并且在部分“宽带I/Q减损均衡”中所述的那样来计算。)9.除去发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器之间信号路径的最佳当前估计。m(0)和θ(0)将提供基本的估计。更好的估计将提高收敛速率。例如，步骤9可以如下实现。Ifk＝0利用“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”中所描述的变换从增益不平衡gPD和相位歪斜除去估计出的DC缩放m(0)和DC旋转0(0)，以获得后调制增益不平衡gPM和后调制相位歪斜设置H(f)和H(-f)等于H(0)＝exp(-j0(0))/m(0).Else(k＞0)基于复数基带信号z(n)计算处于频率偏移量f下的缩放m(f)。缩放m(f)可以通过计算复信号z(n)中f下的在频率f下的频率成分的量值来确定，如在“精确测量技术”部分中，尤其是在等式6.6中，解释的。通过利用“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”中所描述的变换从增益不平衡gPD(f)和相位歪斜除去估计的线性信号路径，以获得后调制的增益不平衡gPM(f)和后调制的相位歪斜其中H(f)＝exp(-jθ(0))/m(f)并且H(-f)＝exp(-jθ(0))/m(-f)注意：如果-f还没有被频率偏移量循环看到，就使用前一次质量迭代k-1中计算中的m(-f)。10.根据下式为发送器增益不平衡gT和发送器相位歪斜生成更新：gT(f，k+1)←gT(f，k)*gPM(f)和11.基于等式(4.15)从后调制的增益不平衡gPM(f)和后调制的相位歪斜计算镜像抑制IR(f)。Endfork←k+l对f的所有值计算质量测量Q＝-IR(f)的最大值。(IR(f)越负的值对应于越高的质量。因而，IR(f)的负数对应于在频率f下的质量。Q是频带上的质量的最大值。)EndWhile附录B利用偏移LO的发送器减损的迭代估计-优化的1.配置接收器和发送器，使得接收器的本地振荡器频率LORX和发送器的本地振荡器频率LOTX之差等于选定的值ΔLO：LORX-LOTX＝ΔLO。该选定的值是发送器的瞬时带宽的非零部分(例如，一小部分)。两个本地振荡器是锁相的。2.把发送器的输出连接到接收器的输入。3.利用部分“计算RX和TX之间的映射”中的算法估计发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器之间信号路径的DC缩放m(0)和DC旋转θ(0)。这个估计涉及以下步骤。3A.把零刺激信号作为输入应用到发送器的I/Q调制器。3B.在接收器的I/Q解调器的输出捕捉响应信号zA(n)。3C.频移响应信号zA(n)量ΔLO，以获得频移后的信号FSzA(n)。3D.把DC测试向量作为输入应用到I/Q解调器。3E.在I/Q解调器的输出捕捉响应信号zC(n)。3F.频移响应信号zB(n)量ΔLO，以获得频移信号FSzB(n)。3G.基于频移信号FSzA(n)、频移信号FSzB(n)和DC测试向量计算DC缩放m(0)和DC旋转θ(0)，如在部分“计算RX和TX之间的映射”中所描述的。为了最好的结果，除DC测试向量之外，还向发送器的I/Q调制器应用音调K。应用音调K是因为泄漏会对带内功率敏感。音调K在瞬时带宽内与DC不同的某个频率应用。注意：频移操作可以利用信号FS(n)执行，这个信号的相位在时间上是连续的并且以速率ΔLO行进。例如，FS(n)可以具有形式：FS(n)＝exp{j2π(ΔLO/ADC_SampleRate)n}.频移操作可以根据以下关系实现：FSz(n)＝z(n)FS(n)，其中z(n)是要频移的信号。在一种实施例中，频移操作可以在接收器的FPGA中实现。频移操作可以按接收器的ADC的采样速率执行，即，可以为每个新的ADC数据向量z(n)生成新的输出值FSz(n)。因而，ADC采样时钟可以作为输入提供给FPGA。于是，信号FS的相位连续性将由ADC采样时钟的相位连续性来保证。ADC采样时钟锁相到本地振荡器。在另选实施例中，频移操作可以在软件中执行。所给出的迭代方法涉及信号z(n)从I/Q解调器的重复采集。因而，为了实现信号FS的相位连续性，为软件提供关于本次采集的开始和第一次采集的开始(或者前一次采集的开始)之间的时间差。例如，可以为软件提供本次采集的第一个样本z(0)相对于第一次采集的第一个样本z(0)的时间的时间。令m定义为连续运行的样本计数而且n为本次采集的样本计数。因而，对于z(n)的第一次采集，m＝0对应于n＝0。然后，相位连续的频移信号FSz(m)可以表示为：FS(m)＝exp{j2π(ΔLO/ADC_SampleRate)m}.令k由用于第一个样本z(0)的当前采集和第一次采集之间的采样距离来定义。于是FS(m)＝FS(k+n)＝exp{j2π(ΔLO/ADC_SampleRate)(k+n)}.现在，FSz(n)可以从以下表达式计算FSz(n)＝FS(k+n)z(n)＝FS(n)z(n)FSOffset，其中FS(n)＝exp{j2πt(ΔLO/ADC_SampleRate)n}FSOffset＝FS(k)＝exp{j2π(ΔLO/ADC_SampleRate)k}.注意，k将只从一次采集到下一次采集变化。对于每个正音调频率偏移量f＝Δf至NΔf(步进为Δf)，接受在“约束”部分中所描述的约束。k←0For{1，-1}中的S元素Dowhile(用于音调频率偏移量v＝S*f下的-Image_Rejection小于阈值)：4.至少基于用于在频率v的发送器减损的最佳可用估计，计算用于预校正电路系统的α和β系数，如下：Iff＝ΔfIfk＝0IfS＝1：设置gT(v，0)←1并且设置预校正的系数α和β，以实现恒等映射(即，直接直通)：α←0并且β←1IfS＝-1：gT(v，0)←gT(-v，∞).一般而言，记法gT(x，∞)和分别代表从在前一次访问的频率x的最后k次迭代得出的gT和的收敛的估计。基于gT(v，0)和为传统的单点补偿计算α和βElsek＞0IfS＝1：基于gT(v，k)和为传统的单点补偿计算α和βIfS＝-1：基于gT(v，k)和gT(-v，∞)和为真正的单点校正计算α和βEndIfElse(f＞Δf)Ifk＝0gT(v，0)←gT(v-S*Δf，∞)基于在v和-v的发送器减损的最佳可用估计为真正的单点校正计算α和β，例如，如下。IfS＝1：基于gT(v-Δf，∞)，、gT(-v+Δf，∞)！、为真正的单点校正计算α和βIfS＝-1：基于gT(-v，∞)！、为真正的单点校正计算α和βElsek＞0IfS＝1，基于gT(v，k)！、gT(-v+Δf，∞)，、为真正的单点校正计算α和βIfS＝-1，基于gT(v，k)！、gT(-v，∞)！、为真正的单点校正计算α和βEndIf5.配置预校正电路系统，以使用计算出的值α和β6.对预校正电路系统的输入应用复指数信号u(n)＝exp(j2πvn)7A.在接收器的I/Q解调器的输出测量复数基带信号z(n)7B.这个步骤是可选的。从复数基带信号z(n)除去接收器的I/Q减损，以获得修改后的复信号。例如，这种去除可以涉及利用数字滤波器的2x2矩阵滤波复数基带信号，或者，用2x2常量矩阵乘以复数基带信号，如以上在部分“利用偏移LO的发送器I/Q减损确定”中所描述的。7C.对信号z(n)应用相位连续的、等于ΔLO的频率偏移(如上所述)，以便获得频移信号FSz(n)。如果已经执行了步骤7B，则频移应用到修改后的复信号。8.利用“精确测量技术”部分中所描述的计算方法基于复数基带信号FSz(n)确定原始增益不平衡gFSz(v)和原始相位歪斜9.从原始增益不平衡gFSz(v)和原始相位歪斜除去(发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器之间)信号路径的最佳当前估计，以获得估计的后调制增益不平衡gPM(v)和后调制相位歪斜m(0)和θ(0)将提供信号路径的基本估计。更好的估计将提高收敛速率。例如，步骤9可以如下实现。Iff＝Δf利用“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”中所描述的变换从原始增益不平衡gFSz(v)和原始相位歪斜除去估计的DC缩放m(0)和DC旋转θ(0)，以获得估计的后调制增益不平衡gPM(v)和后调制相位歪斜使得H(v)＝exp(-jθ(0))/m(0)andH(-v)＝exp(-jθ(0))/m(0)。Elsef＞Δf基于步骤7C的信号FSz(n)计算处于音调v的缩放m(v)。缩放m(v)可以通过在频率v计算复信号FSz(n)中的频率成分的量值来确定，如在“精确测量技术”中，尤其是在等式6.6中，所解释的。(注意：在另选实施例中，z(n)的测量与音调t(n)的生成同步，例如，通过使用在发送器和接收器之间共享的触发器信号，例如，由控制器生成的触发器。在这种情况下，除缩放m(v)之外，还可以测量旋转θ(v)。)通过使用在“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”中所描述的变换从原始增益不平衡gFSz(v)和原始相位歪斜除去估计的线性信号，以获得估计的后调制增益不平衡gPM(v)和后调制相位歪斜使得H(v)＝exp(-jθ(0))/m(v)并且H(-v)＝exp(-jθ(0))/mBAE(-v)，，其中mBAE(-v)是用于缩放m(-v)的最佳可用估计。IfS＝1：mBAE(-v)＝m(-v+Δf，∞)IfS＝-1：mBAE(-v)＝m(-v，∞).一般而言，记法m(x，∞)表示在前一次访问过的频率x的最后k次迭代中计算中的缩放m(x)。10.根据下式为发送器增益不平衡gT和发送器相位歪斜生成更新：gT(v，k+1)←gT(v，k)*gPM(v)and11.基于等式4.15从后调制增益不平衡gPM(v)和后调制相位歪斜计算镜像抑制IR(v)。k←k+1EndDoEndFor{1，-1}中的S元素附录C利用共享LO的发送器减损的迭代估计-优化的1.为要在其测量发送器的增益不平衡gT和相位歪斜的每个带内偏移量频率测量接收器的增益不平衡gR和相位歪斜对于每个f，音调发生器生成处于频率v＝fLO+f下的音调，其中fLO是LO频率，把音调应用到接收器的输入，并且在接收器的I/Q解调器的输出捕捉复数基带序列z(n)。增益不平衡gR和相位歪斜如在“精确测量技术”部分中所描述的那样计算。2.配置接收器和发送器，使得它们使用相同的LO频率fLO。如果接收器和发送器使用两个不同的LO电路，则调谐发送器，使得它的LO锁相到相同的参考。因此，发送器的频率和接收器的频率都是fLO。3.把发送器的输出连接到接收器的输入。4.通过使用部分“计算RX和TX之间的映射”中的算法估计发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器之间信号路径的DC缩放m(0)和DC旋转θ(0)。为了最好的结果，除DC测试向量之外，还向发送器的I/Q调制器应用音调K。For每个正频率偏移量f＝Δf至NΔf(步进为Δf)For{1，-1}中的S元素k←0Dowhile(用于频率偏移量v＝S＊f下的-Image_Rejection小于阈值)：5A.至少基于用于在频率v的发送器减损的最佳可用估计，计算用于预校正电路系统的α和β系数。Iff＝ΔfIfk＝0IfS＝1：设置gT(v，0)←1并且并且设置预校正的系数α和β，以实现恒等映射(即，直接直通)：α←0并且β←1IfS＝-1：设置gt(v，0)←gT(-v，∞)、并且基于gT(v，0)和为为传统的单点补偿计算α和βElsek＞0IfS＝1：基于gT(v，k)和为传统的单点补偿计算α和βIfS＝-1：基于gT(v，k)和gT(-v，∞)和为真正的单点补偿计算α和βEndIfElse(f＞Δf)Ifk＝0gT(v，0)←gT(v-S*Δf，∞)基于在v和-v的发送器减损的最佳可用估计为真正的单点校正计算α和β，例如，如下。IfS＝1：基于gT(v-Δf，∞)，、gT(-v+Δf∞)！、为真正的单点校正计算α和βIfS＝-1：基于gT(-v，∞)！、为真正的单点校正计算α和βElsek＞0IfS＝1：基于gT(v，k)、gT(-v+Δf，∞)，、为真正的单点校正计算α和βIfS＝-1基于gT(v，k)：gT(-v，∞)！、为真正的单点校正计算α和βEndIfEndIf5B.配置预校正电路系统，以使用计算出的值α和β。6.对预校正电路系统的输入应用复指数信号u(n)＝exp(j2πvn)7A.在接收器的I/Q解调器的输出测量复数基带信号z(n)。7B.利用部分“精确测量技术”中的计算方法基于复数基带信号z(n)确定原始增益不平衡gz(v)和原始相位歪斜8.从原始增益不平衡gz(v)和原始相位歪斜除去接收器的增益不平衡gR(v)和相位歪斜以获得预解调的增益不平衡gPD(v)和预解调的相位歪斜有多种方式来实现这种去除，包括数学变换方法和滤波方法，如以上连续方法4400描述的。数学变换方法在部分“从测量出的输出减损除去接收器减损”中描述。9.除去发送器的I/Q调制器和接收器的I/Q解调器之间信号路径的最佳但钱估计。m(0)和θ(0)将提供最佳估计。更好的估计将提高收敛的速率。例如，步骤9可以如下实现。Iff＝Δf：利用“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”中所描述的变换从增益不平衡gPD(v)和相位歪斜除去估计的DC缩放m(0)和DC旋转θ(0)，以获得估计的后调制增益不平衡gPM(v)和后调制相位歪斜其中H(v)和H(-v)设置成等于exp(-jθ(0))/m(0).Elsef＞Δf基于步骤7A的复数基带信号z(n)计算处于音调频率v的缩放m(v)。缩放m(v)可以通过在频率v计算复信号z(n)中的频率成分的量值来确定，如在“精确测量技术”中，尤其是在等式6.6中，所解释的。(注意：在另选实施例中，z(n)的测量与音调t(n)的生成同步，例如，通过使用在发送器和接收器之间共享的触发器信号，例如，由控制器生成的触发器。在这种情况下，除缩放m(v)之外，还可以测量旋转θ(v)。)通过使用在“通过线性系统更改增益不平衡和相位歪斜”中所描述的变换从增益不平衡gPD(v)和相位歪斜除去估计的线性信号路径，以获得估计的后调制增益不平衡gPM(v)和后调制相位歪斜其中H(v)＝exp(-jθ(0))/m(v)并且H(-v)＝exp(-jθ(0))/mBAE(-v)，，其中mBAE(-v)是用于缩放m(-v)的最佳可用估计。IfS＝1：mBAE(-v)＝m(-v+Δf，∞)IfS＝-1：mBAE(-v)＝m(-v，∞).一般而言，记法m(x，∞)表示在前一次访问过的频率x的最后k次迭代中计算中的缩放m(x)。10.根据下式为发送器增益不平衡gT和发送器相位歪斜生成更新：gT(v，k+1)←gT(v，k)*gPM(v)和11.基于等式4.15从后调制增益不平衡gPM(v)和后调制相位歪斜计算镜像抑制IR(v)。k←k+1EndDoEndFor{1，-1}中的S元素EndFor