一种基于mppsk调制的共信道全双工系统的制作方法

一种基于mppsk调制的共信道全双工系统的制作方法
【专利摘要】本发明公开了一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，该系统在射频端对收发信号进行正常隔离后，只需在数字基带完成对泄漏自干扰信号的对消：该对消方法在对MPPSK收发混叠信号冲击滤波、提取并乘以相干载波、带通滤波及数字化后进行，利用在正式通信前对起于调制器输出端、止于接收机ADC间的全部自干扰通路的初始信道估计结果重建自干扰抵消信号，再结合“冲击滤波-乘以相干载波-带通滤波-相关解调”的“码率域滤波”与“双匹配滤波”方法进一步滤除残差并可靠解调出MPPSK接收信号。该系统无需射频自干扰对消，对ADC的动态范围及采样率要求低，且对自干扰信号隔离度高，结构简单、复杂度低，频谱效率高、解调性能好。
【专利说明】—种基于MPPSK调制的共信道全双工系统
[0001]
【技术领域】
[0002]本发明属于数字通信中的抗干扰与解调领域，设计一种数字通信系统，具体的说，涉及一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统。
【背景技术】
[0003]双工技术是通信节点进行双向通信的关键，传统双工模式主要是频分双工(FDD)或时分双工(TDD) 。频分双工系统使用相同时隙但不同频段来双向传输数据，从而利用滤波器的通带和禁带隔离上下链路间的干扰；时分双工使用相同频率但不同时隙完成双向传输，从而隔离上下行链路间的干扰。在隔离上行或下行链路过程中，这两种双工方法分别牺牲了频率资源或与之具有等效性的时间资源，为实现双工通信系统都付出了双份开销，导致两者的频谱效率低下。当今社会对无线数据业务需求日益增加，空间无线信道也日益拥挤，而频谱是宝贵的且有限的战略性资源，这就迫使人们不断寻求提高系统频谱利用率和抗干扰性能的新方法。
[0004]1、现有的同频全双工技术
鉴于传统双工技术低下的资源利用率，在无线通信频谱资源甚为匮乏的今天，自然会提出一个问题:是否可将FDD/TDD的资源开销减半？新兴的同频全双工技术给出了肯定的答案。总体而言，同频全双工系统按其同一端使用天线的数量，可分为多天线同频全双工系统(也称天线分离型)和单天线同频全双工系统(也称天线共享性)，前者在同一端的收发使用不同的天线，而后者则共用一副天线进行收发。
[0005]I)研究现状
北京大学焦秉立教授早在2006年首次提出了同频同时全双工(CFDD)概念，此后持续进行了同频同时全双工的研究，且于2013年6月率先实现了同频同时双工单小区试验演示系统，该系统包括一个基站和两个移动终端:基站工作方式为同频同时全双工，其覆盖直径为100米，终端为TDD模式，其带宽效率为TDD系统的两倍。此外，电子科技大学唐友喜教授团队在2013年I月18日完成了 4G中的同时同频全双工(CFDD)技术实验验证:在相同的时间及频率资源条件下，使4G空中接口提高了一倍的频谱效率，是国内第一个4GFFD实验床测试场景，完成了从理论研究到工程实现的跨越。华为、大唐电信、中国电信北京科学院等企事业单位也参与了相关研究与技术验证。
[0006]2010年9月，美国斯坦福大学Sachin Katti等人指出采用天线对消技术并结合自干扰对消技术可以在802.15.4个域网的2.4GHz频段实现单信道全双工无线通信(SCFD)，其中采用的干扰对消包括射频干扰对消和数字干扰对消两种干扰对消技术，据称可消除多达73dB的泄漏干扰信号，通信距离达到2m左右。2010年底，美国奥斯汀大学的Melissa Duarte的研究表明在2.4GHz频段范围,采用天线分离和合理的干扰对消技术组合方案，可以使得近端自干扰衰减高达80dB左右。2011年6月，美国莱斯大学的Melissa和Achaleshwar给出了基于FPGA的单信道全双工无线通信系统完整的硬件设计电路，同时给出了采用该实验电路所获得的关于物理层研究的实验结果，证实了在2.4GHz频段范围内，通过发射天线与接收天线的合理配置和射频自干扰对消方案，能够对消达78dB的自干扰信号，实现单信道全双工通信的目标。2012年，美国纽约理工大学Μ.E.Knox通过采用基于平衡馈线网络的环形器设计在天线端同时取得了多达40-45dB的自干扰抑制和较低的插入损耗，并结合射频或数字自干扰对消技术，率先实现了基于单天线的同频全双工系统。其他国外科研院所也取得了一定进展。
[0007]2)关键技术
同频全双工系统需在相同的时间和频带发送与接收信号，这必然会使同一端节点的发射信号泄漏并落入接收通道形成对有用接收信号的干扰，我们将这种泄露的发射信号称为自干扰信号，该自干扰信号的强度将远远大于来自远端发射天线的有用接收信号，一般认为将超出60dB-120dB (即信干比在-120dB与_60dB之间)，从而严重影响对远端无线设备发送信号的接收，导致接收灵敏度降低、通信性能恶化；严重情况下，接收通道将被堵塞导致接收功能完全丧失，甚至烧毁接收机前端。因此，研究可实现的自干扰对消技术是实现同频全双工无线通信系统的第一步也是最为关键的一步。
[0008]总体来说自干扰对消技术可分为三大类:天线(也称空间)自干扰对消、射频(也称模拟电路)自干扰对消、数字基带自干扰对消，如图1所示，为获取更高的自干扰信号隔离度、更优的通信性能，现有全双工系统一般都综合采用这3种技术，这不可避免也增加了系统的复杂度。
[0009]①天线(空间)自干扰对消
对于多天线同频全双工系统，由于收发天线分离，则若可使发射天线的发射信号尽可能少地落入接收天线，则即可达到一定程度的自干扰消除效果，已有的技术包括:收发天线分离、采用分布式天线、直接屏蔽自干扰信号、采用鞭式极化天线、配备多发射或接收天线使得多路自干扰信号之和为零。
[0010]对于单天线同频全双工系统，因收发共用一副天线，因此并不适用上述天线分离办法，通常采用极化分离(例如振子天线发射采用垂直极化、接收采用水平极化；面天线发射采用左圆极化、接收采用右圆极化；反之亦然)，或波束分离(例如相控阵天线分别指派不同的波束用于发射和接收)，但这都将极大地增加天线的体积和复杂性，且在收发完全同频时的隔离效果也很不理想。另外就是采用“双工器”，通常为所谓的“环形器”(Cirucator)，分离原理在于利用磁场偏置铁氧体材料的各向异性特性，使得其电磁波的传输只能沿单方向环行，反方向是隔离的，也即发送信号只能沿着“Tx —天线”的方向发射出去，而不能再反向传输至接收节点，如此便可有效隔离发送信号对接收信号的自干扰，如图1(c)或图2所示。但受限于物理电路、工艺实现、阻抗难匹配等因素，环形器的隔离度并不会太高。另外，环形器也可使用所谓的“定向耦合器”来实现。
[0011]值得注意的是，天线技术对自干扰的隔离度与其插入损耗成正比，虽然已有成果在极端情况下可取得对自干扰信号高达50-60dB的抑制，但它对发射信号和对有用接收信号的损失也更多，且高隔离度的获取通常需同时结合上述几种天线分离技术或在环形器的基础上搭建平衡馈线网络等，这也使得全双工系统的天线环节变得较为复杂。综合考虑，
我们一般认为现有天线域技术可将自干扰信号的强度降低20_40dB。[0012]②射频(模拟电路)自干扰对消
射频自干扰对消技术是利用泄露自干扰信号的先验知识，在发射环节预先保留一份发射信号的副本，然后在接收环节向总的模拟接收信号(包括自干扰信号与期望接收信号)中减去该参考抵消信号，并不断调整该参考抵消信号的衰减和相位，使其与接收到的自干扰信号一致，从而求得较理想的对消自干扰信号，图3给出了射频对消的典型结构。
[0013]现有的射频自干扰对消方法可细分以下几种:
a)基于RF发射链路的自干扰对消(又称平行无线链路对消):它在发射机数字基带电路产生基准信号并上变频，通过估计从发端上变频后到接收端下变频前的射频自干扰信道来重建自干扰抵消信号。
[0014]b)基于相位抵消原理的射频自干扰对消:指通过两条或多条路径来发射信号，信号碰撞后处于相加增强或相减对消模式来加强信号或者削弱信号。
[0015]c)基于矢量调制原理的射频自干扰对消:一般将输入信号被分成相差90°的同相分量与正交分量，同相分量与正交分量分别使用单独的变量放大器来进行尺度变换，然后对矢量调制器不断调整输入信号的幅度与相位，以合成干扰对消基准信号所需的幅度与相位。
[0016]d)基于信号反转原理的射频自干扰对消:研究发现任何设备若通过调整相位来产生对消信号，都会遭遇带宽限制，从而限制了自干扰对消量。为打破这一限制则需对信号进行完全反转，即产生的对消信号在任何瞬间都应与干扰信号完全相反。使用平衡-不平衡转换器(BALUN)可获得与发射信号的完全相反值,从而可有力消除自干扰信号。
[0017]一般而言，射频对消技术相对天线技术可获得更高自干扰对消量，在30_50dB之间，但也其不如意之处:对基于RF发射链路的自干扰对消，它需要对该模拟自干扰信道进行准确的估计并实时跟踪，算法复杂度高；对于后3种方法，则需严格控制重建的两路自干扰抵消信号的幅度和相位，以使它们可以互相抵消或叠加后与期望干扰信号一致，这不仅需要对相位和幅度进行实时的不断调整，且由于自干扰信道的时变性，往往很难达到两者的完全合一；另外，它仅对在经天线对消后残留的直接路径自干扰信号更为有效，而对依赖于外部时变环境的反射路径自干扰信号的对消效果则并不明显。
[0018]③数字基带自干扰对消技术
它发生在数字基带，即在接收信号通过模数转换器(ADC)数字化之后进行，由图1可知，数字干扰对消是整个自干扰对消系统的最后一步。它的典型做法是:接收机首先解码干扰数据包，然后重新对其调制，将调制后的信号从原始的接收碰撞信号中减去，对于同频全双工系统，发射信号对于接收节点是已知的，因此可省略解码干扰数据包这一步骤。该方法的关键问题是如何估计发射与接收信号间的延迟与相移，达到抵消信号与干扰信号的匹配，现有的方案是通过原始信号与输入信号的相关操作来获取干扰对消所需要的延迟与相移参数。
[0019]但是，这种数字自干扰对消技术只完成了约10_20dB的消除量，效果非常不理想，原因在于没有考虑自干扰信道的时变影响，这就要求现有许多数字基带对消技术需进行信道估计并自适应跟踪信道变化，比如采用LLMS，NLMS和RLS算法等自适应滤波方法；另外，许多数字基带对消技术在实施时并未全面考虑从发射通道调制器输出端起始到接收通道ADC间所有电路环节的非理想情况，比如量化噪声、振荡器的相位噪声、HPA和LNA的非线性失真等因素，而这是为实现更精确的自干扰信号对消必须考虑的。
[0020]另外，将该接收到的模拟信号数字化后才可使用数字基带自干扰对消技术。而此时数字化最大的问题就是自干扰信号与接收的有用信号相比功率相差太大，模数变换时势必会因ADC的分辨率低或动态范围不够而无法获取接收信号中的有用信号，导致接收信号中有用信号在量化过程中丢失。这样即便采用数字基带自干扰对消技术使得自干扰信号减少到或低于噪声基底水平，也无法获取任何关于期望的有用接收信号的信息。现有同频全双工系统都必须首先“捆绑”采取天线与射频自干扰对消技术，以使自干扰信号降低到能满足期望信号能够被ADC分辨的程度。以802.1lffiFi系统为例，使用最常见的12位ADC，经分析必须保证自干扰信号的发送功率至少降低40dB，才可确保接收机不被自干扰信号完全侵占；而万一前端对自干扰信号的抑制度不够高，或泄漏的自干扰信号的瞬时强度仍过大，则必须再提高ADC的量化位数，这不可避免会增加系统成本与数字基带对消时的系统开销与运算复杂度。
[0021]3)不足与改进
综合来看，现有同频全双工系统一般需综合采用天线、射频和数字基带3种自干扰对消技术才可获得对强自干扰信号较理想的隔离度，这首先就会增加系统的结构复杂度，且这3种自干扰技术的结合难免会影响到原各自分离使用时的效果，又应额外考虑并协调处理相互间的影响；而无论是射频或是数字基带技术，都将涉及到对重建信号的相位和幅度进行实时的不断的调整，或对自干扰信道进行初始估计和实时跟踪的处理过程，这又将增加系统复杂度；更进一步的，数字基带自干扰对消技术对ADC动态范围的要求提高了对天线和射频对消技术的依赖程度，并有可能要求增加ADC的量化位数或分辨率，这不利于系统的灵活性与成本降低。所有这些现有技术的不足，都启示着后续的改进方向。
[0022]2.共信道全双工系统
正如上文所述，现有同频全双工系统按多天线或天线分离型同频全双工系统和单天线或天线共享型同频全双工系统，其结构示意绘于图1，其中图1(a)和图1(b)为多天线同频全双工系统，前者类似于MIMO系统，后者则同一端通信节点的收发各只使用一副天线；图1(c)则为单天线同频全双工系统。
[0023]这两种同频全双工系统在自干扰对消技术虽然大都互通共享，但它们在天线端的区别也使得各自的对消技术存在一定差异，例如图3展示的射频对消的典型结构，对于单天线全双工系统而言，则可认为其中的“发射天线”和“接收天线”为图2中与环形器相连的“发射节点”与“接收节点”，这就使得后者无需使用收发天线分离、采用分布式天线、直接屏蔽自干扰信号、采用鞭式极化天线等在多天线同频全双工系统中复杂多样的天线对消技术，而只需使用较为普遍的环形器或定向耦合器就可有效地进行收发隔离。更为重要的，多天线同频全双工系统由于同一端的收发天线相互分离，在物理空间上是各自独立的，它们之间存在瞬息万变的无线传播空间，而单天线同频全双工系统的收发节点通过固定的物理器件连接，因此前者在对自干扰信道的估计上更为困难，也必须进行实时跟踪才有可能进行准确的自干扰信号对消，而后者的时变性则微弱得多，完全有可能进行精确的自干扰信道估计并无需或仅需定时更新。这些特点使得后者在实际应用中十分广泛。
[0024]本发明针对的重点即在单天线同频全双工系统，更进一步的，不仅允许该双工系统的上下行信号处于同一频段，同一端通信节点的收发共用一副天线，还允许上下行两端的天线具有相同的极化方向、一致的方向图和相同的波束，以最大程度地降低天线的尺寸和复杂度。因此，本申请书将这种允许同频点、同天线、同极化、同波束、同时间、全双工的最简单、最自由的系统定义为“共信道全双工系统”，这正是本发明的研究对象和实用性所在。
[0025]3.MPPSK 传输体制
I)MPPSK 调制
我们曾发明一种保留载波的信号调制方法，称之为扩展的二元相移键控(EBPSK:Extended Binary Phase Shift Keying,见“一种统一的二元正交偏移键控调制和解调方法”，发明专利号:ZL200710025203.6)，其信号功率谱表现出高载波和低边带的鲜明特点，但传输码率还不够高，且功率谱中仍含有较高的离散线谱；而将EBPSK调制拓展到多进制，可得到更高的传输码率并降低甚至彻底消除线谱，即利用多元信息符号键控正弦载波的不同相位跳变位置，又得到一种多元位置的相移键控(MPPSK:M_ary Phase Position Keying)调制(见“多元位置相移键控调制和解调方法”，发明专利号:ZL200710025202.1)，其表达式如下:其在一个码元周期
[0，t = Α?ζ]的表达式如下:
【权利要求】
1.一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，包括对称的近端通信节点(I)和远端通信节点(2)，任意一端通信节点的发射端和接收端共用一副天线(3)，所述天线(3)的射频端对收发信号通过一隔离器(4)进行隔离，其特征在于:所述的任意一端的通信节点还包括有一 MPPSK调制器和一数字基带自干扰对消模块； 所述数字基带自干扰对消模块主要包括下变频器、冲击滤波器、窄带带通滤波器、带通滤波器、模数转换器(ADC)和自干扰信道估计器； 首先，接收的MPPSK混叠信号经过所述下变频器变频后分成两路，一路进入所述冲击滤波器，另一路进入所述窄带带通滤波器，将两路输出波形相乘后依次经所述带通滤波和所述模数转换器(ADC)输出；然后，所述自干扰信道估计器以在正式通信前对起于发端的所述MPPSK调制器的输出端、止于收端的所述模数转换器间的全部自干扰通路的初始信道估计结果重建自干扰信号，所述的模数转换器(ADC)输出与所述自干扰信号完成数字干扰对消。
2.根据权利要求1所述的一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，其特征在于:所述的任意一端的通信节点还包括一数模转换器(DAC)，所述自干扰信道估计器以在正式通信前对起于发端的所述数模转换器(DAC)的输出端、止于收端的所述模数转换器(ADC)间的全部自干扰通路的初始信道估计结果重建自干扰信号，所述的模数转换器(ADC)输出与所述自干扰信号完成数字干扰对消。
3.根据权利要求2所述的一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，其特征在于:所述的任意一端的通信节点还包括上变频器、高功率放大器(ΗΡΑ)、低噪声放大器(LNA)、相关解调器； 所述调制解调器一路连接所述数模转换器(DAC)，另一路连接所述自干扰信道估计器，所述数模转换器连接所述上变频器，所述上变频器连接所述高功率放大器(ΗΡΑ)，所述高功率放大器(HPA)通过所述隔离器(4)连接所述天线(3)，所述天线(3)通过所述隔离器(4)连接所述低噪声放大器(LNA)，所述低噪声放大器(LNA)连接所述下变频器，所述下变频器分成两路，一路连接所述冲击滤波器另一路连接所述窄带带通滤波器，两路输出波形相乘后连接所述带通滤波器，所述带通滤波器连接所述模数转换器(ADC)，所述自干扰信道估计器的输出与所述模数转换器(ADC)输出对消后连接所述相关解调器。
4.根据权利要求1或2或3所述的一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，其特征在于:所述窄带带通滤波器为通带极窄的点频滤波器，所述点频滤波器的中心频率为接收信号的载频龙，其3dB带宽应控制在龙的至少数量级，且左右过渡带的带宽应不高于fc的IITj1数量级，从而从所述MPPSK接收信号提取出本地相干载波。
5.根据权利要求1或2或3所述的一种基于MPPSK调制的共信道全双工系统，其特征在于:所述带職波器的左截止_大于零频，通带獅體为式中Ij为接收信号的码元速率。
【文档编号】H04L5/14GK103957182SQ201410214289
【公开日】2014年7月30日 申请日期:2014年5月21日 优先权日:2014年5月21日
【发明者】王继武, 吴乐南, 卢从慧 申请人:苏州东奇信息科技股份有限公司