操作助听器系统的方法和助听器系统与流程

本发明涉及操作助听器系统的方法。本发明还涉及适于根据所述方法操作的助听器系统。

背景技术：

通常，根据本发明的助听器系统被理解为意味着如下所述的任意系统即所述系统提供用户可以视为声学信号的输出信号或有助于提供此类输出信号并且具有用于补偿用户的个体听力损失或有助于补偿用户的听力损失或有助于补偿听力损失的装置。这些系统可以包含可以被穿戴在身体上或头上(尤其在耳朵上或耳朵内)并且可以被全部或部分地植入的助听器。然而，像消费者电子设备(电视、高保真度系统、移动电话、mp3播放器等)的设备(其主要目的不是补偿听力损失)，假设其具有用于补偿个体听力损失的措施，所述设备也可以被视为助听器系统。

在使用前，助听器装配工根据指示调整助听器。该指示基于听力受损用户的未受协助的听力的性能的听力测试(产生所谓的听力图)。该指示被开发以达到其中助听器将通过放大在用户遭受听力缺陷的可听频率范围的那些部分的频率处的声音减轻听力损失的设置。

在常规的助听器装配中，助听器用户访问助听器装配工的办公室，并且通过使用助听器装配工在其办公室内具有的装配设备来调整用户的助听器。通常，装配设备包括能够执行相关助听器编程软件的计算机和适于在计算机和助听器之间提供链接(link)的编程设备。

在本文中，助听器可以被理解为被设计为通过听力受损的用户被穿戴在人耳后面或人耳中的小的、电池供电的微电子器件。助听器包括一个或多个传声器(microphone)、电池、包括信号处理器的微电子电路、以及声输出换能器。优选地，信号处理器是数字信号处理器。助听器被封闭在适合装配在人耳后面或人耳内的外壳中。

助听器的机械设计已经发展成多个普通类别。顾名思义，耳背式(bte)助听器被穿戴在耳朵后面。更准确地说，包括包含其主要电子零件的壳体的电子单元被穿戴在耳朵后面。用于将声音发射到助听器用户的耳机被穿戴在耳朵中，例如在外耳或耳道中。在常规的bte助听器中，声音管(soundtube)用于将声音从输出换能器传送到耳道，在助听器术语中，所述声音管通常被称为接收器，其位于电子单元的壳体内。在一些现代类型的助听器中，包括电导体的传导构件传送来自壳体的电信号并且传送至放置在耳朵中的耳机中的接收器。此类助听器通常被称为耳内式接收器(rite)助听器。在具体类型的rite助听器中，接收器被放置在耳道内部。该类别有时被称为耳道内接收器(ric)助听器。

耳内式(ite)助听器被设计为布置在耳朵内，通常在耳道的漏斗形外部部分中。在具体类型的ite助听器中，助听器基本上被放置在耳道内部。该类别有时被称为完全耳道式(cic)助听器。这种类型的助听器需要特别紧凑的设计以便允许其被布置在耳道中，同时容纳用于助听器的操作所必需的组件。在本文中，助听器系统可以包括单个助听器(所谓的单声道助听器系统)或包括两个助听器，每个助听器用于助听器用户的每个耳朵(所谓的双声道助听器系统)。此外，助听器系统可以包括外部设备，诸如具有适于与助听器系统的其他设备交互的软件应用的智能手机。因此，在本文中，术语“助听器系统设备”可以表示助听器或外部设备。

发明人已意识到，助听器系统的重要问题是传声器和接收器的性能由于正常老化可能退化，尤其是当助听器系统被穿戴在具有高湿度的环境中时或者当与显著暴露于水或汗结合时。该性能还可能由于粗率的处理而退化，例如，由例如助听器被用户掉落所导致的。此外，由于设计的性质，接收器失真可能从一个单元到其他单元变化很大。助听器系统的性能的降低可能导致用户不穿戴助听器系统或者具有试用中的助听器系统的用户不选择购买它。

ep-b1-2177052公开了一种识别助听器中的接收器的方法，该方法包含以下步骤：使用所述助听器测量接收器的阻抗，并且基于所述阻抗测量将所述接收器识别为几个预确定的接收器模型中的一个。

ep-b1-2039216公开了一种用于监测听力设备的方法，该听力设备包括穿戴在用户的耳朵处或用户的耳朵内或用户的耳道内的电声输出换能器，其中输出换能器的电阻抗被测量并且被分析，由此输出换能器的状态和/或与输出换能器合作的声学系统(诸如bte听力设备的管道(tubing))的状态可以以简单且有效的方式被评估。因此，当输出换能器或与输出换能器合作的声学系统被耳垢阻塞时或当输出换能器损坏时能够自动并立即地识别。

更具体地，ep-b1-2039216公开了可以通过将测量的电阻抗与存储在听力设备中的参考数据进行比较来分析作为频率的函数的测量的电阻抗，其中此类参考数据可以在听力设备的制造过程中生成。

根据ep-b1-2039216的一个实施例，在制造期间，扬声器在自由空间中的谐振频率被存储在听力设备中。之后，当听力设备被操作时，分析器单元生成存储的谐振频率并且在该频率处测量关于扬声器的电阻上的电压。如果测量显示太大的差异，则产生警报信号。

us-b2-7302069公开了一种方法，其中通过测量助听器耳机的电输入阻抗来估计耳道内的声学条件(尤其是声学阻抗)，并且其中可以从电输入阻抗的图中确定机械谐振，并且由此检测的机械谐振的偏移然后可以用于助听器的正常频率曲线的自动校正。

然而，现有技术中没有一个针对检测或补偿由于接收器中的非线性效应导致的助听器系统性能的降低。

因此，本发明的特征是提供一种操作可以补偿接收器失真的助听器系统的方法。

本发明的另一个特征是提供一种适于补偿由于接收器失真引起的接收器性能的退化的助听器系统。

技术实现要素：

在第一方面中，本发明根据权利要求1提供一种操作助听器系统的方法。

这提供适于补偿由于过度的接收器失真引起的退化的助听器接收器声音质量的方法。

在第二方面中，本发明提供一种适于根据权利要求14的方法操作的助听器系统。

这提供改善的助听器系统。

进一步的优势特征出现在从属权利要求中。

对于本领域技术人员，本发明的其他特征在以下描述中将变得明显，其中本发明将被更加详细地解释。

附图说明

通过示例的方式，示出并描述本发明的优选实施例。如将被意识到，本发明能够具有其他实施例，并且其几个细节能够在各种明显的方面中进行修改而完全不背离本发明。因此，附图和描述在本质上将被视为说明性的并且不被视为限制性的。在附图中：

图1高度示意性地示出用于测量电声输出换能器的电阻抗的基础电路；

图2根据本发明的实施例高度示意性地示出用于测量电声输出换能器的电阻抗的电路；

图3根据本发明的实施例高度示意性地示出用于测量电声输出换能器的电阻抗的电路；

图4根据本发明的实施例高度示意性地示出助听器；

图5根据本发明的实施例高度示意性地示出图4的助听器的一些附加细节；以及

图6根据本发明的实施例高度示意性地示出电声输出换能器的等效电路。

具体实施方式

在本文中，术语“偏置电压”被解释为被施加在电子器件两端以设置操作条件的dc电压。

在本文中，由于由助听器接收器提供的声音的失真(以及对应退化的声音质量)通常是助听器接收器中的非线性效应的结果，所以术语“接收器失真”可以与术语“接收器非线性”可互换地使用。

在本文中，通常应用的术语“接收器阻抗”可以与更精确的术语“接收器阻抗的大小(magnitude)”可互换使用。

发明人已经发现大量的助听器系统接收器可能遭受退化的声音质量，例如，如果它们被用户掉落，并且因此需要响应于此的适当动作。此类动作可以例如基于警告助听器系统用户或者基于对退化的接收器性能的主动补偿。

尤其地，发明人已经发现在助听器系统中广泛使用的所谓的平衡电枢接收器对粗率处理(诸如使助听器掉落)可能是相当敏感的，因为这可能导致电枢物理变形或从其在平衡电枢接收器的磁体间的空隙中的最佳位置移位，由此可能导致附加的失真和退化的声音质量。

然而，本发明不限于在具有平衡电枢接收器的助听器系统中使用。根据本发明的方法和系统还可以结合其他接收器拓扑结构(诸如移动线圈(coil)接收器)被使用。

此外，发明人已经发现短持续时间的低复杂性测量可以提供用于估计接收器失真并且因此估计是否需要进一步动作的必要基础。具体地，发明人已经发现接收器失真的显著地更加精确的估计可以通过针对施加到接收器的多个不同的偏置电压值测量电接收器阻抗来获得。尤其地，发明人已经发现可以通过施加偏置电压的正值和负值两者来进一步改善估计，因为这允许非线性接收器参数的对称性被评估。

再进一步，发明人已经发现由于失真可以至少部分地被补偿，本发明允许使用具有较大初始失真的较廉价的接收器。

到目前为止，现有技术通常受限于其不考虑在各种信号电平处的输出换能器性能，尤其是在其中输出换能器失真可能是间题的高输出电平。

ep-b1-2039216到目前为止至少在范围上被限制于其仅在零偏置处针对一个输出电平测量电接收器阻抗。

us-b2-7302069被限制于仅谐振频率的偏移被用作用于补偿的偏置，这是有道理的，因为专利针对补偿声学阻抗中的变化，即主要在耳道剩余容积的特性中的变化。

首先参考图1，图1高度示意性地示出用于测量电声输出换能器103的电阻抗的基础电路100。基础电路100包括正弦(sinus)发生器101、参考电阻器102、电声输出换能器103(在下文可以被表示为扬声器或接收器)以及第一测量点104。

基础电路100可以通过使用具有已知电压的正弦发生器101以进行频率扫描同时测量第一测量点104处的电压来提供作为频率的函数的接收器阻抗的测量。然而，图1的电路仅可以用于测量在dc操作点处的接收器阻抗。

因此，现在参考图2，图2根据本发明的实施例高度示意性地示出用于测量电声输出换能器103的电阻抗的电路200。电路200包括除附加的直流(dc)电压源205以外的与图1的基础电路相同的组件，所述dc电压源205适于提供可调整的dc偏置电压，由此可以针对远离dc操作点偏移的操作点测量接收器阻抗。

考虑到图2，由此直接得出针对零dc电压源(偏置电压)在测量点104处的电压vaux被表示为：

其中vsignal是由正弦发生器101供应的ac电压，zreceive，是要测量的接收器阻抗，并且rref是参考电阻器102的电阻。

为了使测量的电压关于接收器阻抗中的变化的灵敏度最优化，求电压vaux关于接收器阻抗的微分，由此构建针对灵敏度的量度(measure)，并且由此可以通过求关于参考电阻器的电阻的微分并且通过设置微分的灵敏度的表达式等于零找到最优值来使灵敏度最优化：

基于此，在正常操作期间，参考电阻器102的电阻优选地被选择为在接收器阻抗的电阻的1-2倍的范围内，以便使测量的电压关于接收器阻抗中的变化的灵敏度最优化，而同时记住在可听的频率范围内的接收器阻抗的大小通常稍微大于接收器电阻，并且同时还要记住参考电阻器102的电阻如此小以至于将dc偏置电压施加到接收器上是可能的(类似于在接收器上施加的驱动电压)，其中参考电阻器从输入换能器和输出换能器之间的主要信号部分耦合出来，并且其中来自接收器的输出电平接近其最大值。

适合在助听器系统中使用的接收器的阻抗可以在10-1000欧姆范围内，并且因此参考电阻器的电阻被选择为在10-2000欧姆的范围内。然而，根据本实施例的变型，假如vaux的测量显示参考电阻器102的电阻与接收器阻抗的大小相距太远，则基础电路200被适应(adapted)使得开关电路允许参考电阻器102的值被改变。当接收器阻抗的大小zreceiver等于参考电阻器的电阻rref时，这可以被确定，因为vaux的大小将等于vsignal的大小的一半。作为一个示例，最初使用具有200欧姆电阻的第一参考电阻器102，并且假如vaux的大小下降到vsignal的大小的30％以下，然后第一参考电阻器被断开并且具有比如说1000欧姆电阻的第二参考电阻器被接通，并且通过具有参考电阻器的电阻值的这种特定组合，然后针对在比如说100-2000欧姆之间的范围内的接收器阻抗值，vaux的大小将保持在vsignal的大小的30％-70％的范围内。

根据进一步的变型，两个参考电阻器的电阻值分别在50-250欧姆和1000-3000欧姆的范围内。

然而，到目前为止，图2的电路被限制于在大多数助听器中的可用dc电压被限制到仅零到电池电压之间的正电压。这是不利的，因为一些重要的助听器接收器缺陷可以被检测为作为dc偏置电压的符号的函数的非对称的接收器阻抗。

因此，现在参考图3，图3根据本发明的实施例高度示意性地示出用于测量电声输出换能器103的电阻抗的电路300。除了被插入在dc电压源205与正弦发生器101和助听器输出换能器103之间的附加的开关电路306以外，电路300还包括与图2的电路相同的组件，由此正dc偏置电压和负dc偏置电压二者都可以通过将dc电压源205的正电压提供到助听器输出换能器103的正极端子或负极端子来施加。在图3中，dc电压源205的正电压被提供给正弦发生器101，同时助听器输出换能器205被连接到地。开关电路306的虚线图示说明dc电压源的正电压如何可以被直接连接到助听器输出换能器205同时正弦发生器101被连接到地。

现在参考图4，图4根据本发明的实施例高度示意性地示出助听器400。

助听器400包括输入声电换能器401、模数转换器(adc)402、适合于减轻个体助听器用户的听力缺损的听力损失补偿器403、接收器非线性补偿器404、输出转换器405、输出开关电路406、信号发生器407、控制器408、接收器参数估计器409、信号检测器410、输入开关电路411、第一测量点104以及电声输出换能器103。

根据本实施例，助听器400被适应使得其可以在正常操作模式和接收器测量模式之间切换。

根据本实施例，助听器操作模式可以通过使用外部设备(诸如远程控制或智能手机)中的接口来直接选择，或者使用容纳在助听器中的选择器来选择。在本实施例的变型中，助听器系统可以被设置为以某些预定义的间隔或响应于检测某些特定的声音环境(诸如安静)或响应于预确定的触发事件(诸如每次助听器系统被上电)来进入接收器测量模式。用户能够直接选择测量模式的选项是有利的，因为它允许用户立即检查接收器是否正发生故障。然而，由于退化的接收器性能可以响应于接收器测量而自动补偿，以规则的间隔自动地进入接收器测量模式的选项可以是有利的，因为它可以避免用户感知故障的接收器，因为响应于接收器测量，劣化的接收器性能可以被自动补偿。

在本实施例的变型中，如果估计的接收器非线性的量度超出预确定的阈值，则发出警报。警报可以是由助听器或助听器系统的外部设备提供的声学警报。

附加地或替代地，警报可以包括将说明接收器非线性的数据传输到助听器系统的外部设备以用于通过外部设备视觉显示，并且还可以进一步包括从外部设备并且至助听器装配工或助听器制造商的数据的传输。

根据又另一个变型，说明接收器非线性的数据被存储在容纳在助听器或助听器系统的外部设备中的日志中。

根据一个变型，非线性的量度是偏置电压水平的范围的最大程度，在该范围内，在谐振频率处的助听器接收器的电阻抗偏离小于预确定的值。

根据另一个变型，非线性的量度是正偏置电压水平和负偏置电压水平的对称范围的程度，在该对称范围内，在所述谐振频率处的助听器接收器的电阻抗偏离小于预确定的值。

根据又进一步的变型，非线性的量度是助听器接收器的电阻抗的偏离，在所述谐振频率处，以相对于助听器接收器的电阻抗的预确定的非零偏置电压测量，在所述谐振频率处，在零偏置电压处测量。

根据又进一步的变型，非线性的量度基于助听器系统接收器在谐振频率以上的频率处的电阻抗的测量来定义，由此非线性的量度主要受非线性电感而非非线性力因子来支配。

当接收器测量模式被选择时，控制器408被激活并且启动测量。这包括控制信号发生器407、输出开关电路406、输入开关电路411、信号检测器410以及接收器参数估计器409的步骤。

在图4中，输出开关电路406被设置在助听器400处于接收器测量模式中的位置。信号发生器407以图3的实施例中公开的方式将测量信号施加到输出换能器103。第一测量点104处的电压通过输入开关电路411的交互被馈入adc402，这通过控制器408控制，并且允许来自第一测量点104的信号被输入到adc402而非来自输入换能器401的信号。本实施例的具体优势是尽管助听器可以在两个不同的操作模式中，但是仅需要单个adc。对于本领域技术人员来说显而易见的是，输入信号的切换也可以只在adc之后被实施。这将需要每个输入信号一个adc并且在数字域中的信号之间的随后切换。

进一步的优势是，adc402在两个操作模式中输出数字信号，其中至adc的输入信号的dc部分被移除，因为这允许要施加的相同的数字信号处理独立于正偏置电压或负偏置电压是否已经通过信号发生器407被施加。根据本实施例，通过使用adc402上游的高通滤波器来移除至adc402的输入信号的dc部分。

因此，当助听器在正常操作模式中时，输出开关电路406规定(provide)正弦发生器101(其也可以表示为小信号发生器)、参考电阻器102、dc电压源205以及开关电路306不是助听器400中的主信号路径的一部分。

再次考虑图3，由此直接得出在第一测量点处的电压vaux被表示为：

其中vbias是由dc电压源205供应的电压，vsignal是由正弦发生器101供应的ac电压，zreceiver是要测量的接收器阻抗，以及rref是参考电阻器102的电阻。

假如开关电路306被设置到其他位置，由此dc电压源205被直接耦接到输出换能器103，然后在第一测量点处的电压vaux被表示为：

然而，在滤除掉dc电压之后，然后测量的电压vaux可以在两种模式中被表示为：

接收器阻抗zreeeiver可以从中获得。

控制器408适于保持对由信号发生器407施加的模拟信号和由adc402输出的对应的数字信号的跟踪。信号检测器410捕获响应于由信号发生器407施加的模拟信号而被提供的数字信号并且确定该数字信号的信号水平，其中使用上面给出的公式可以获得作为频率的函数并且作为施加的dc偏置电压的函数的接收器阻抗。确定的信号水平随后被供应到接收器参数估计器409。

接收器参数估计器409获得三个接收器参数：接收器电阻、接收器电感以及在施加的零dc偏置电压处的接收器力因子。基于这三个接收器参数，提供可以预测“理想”接收器膜位移(作为施加到接收器的信号的函数)的模型是可能的，因为当在施加的零dc偏置电压处测量时接收器可以被假设没有非线性失真。

因此，接收器的“理想”行为被解释为意味着在施加的零dc偏置电压处的行为，其中在下文还可以被表示为小信号行为。

由于小信号(即，针对施加的dc偏置电压为零)接收器电阻明显地从测量的接收器阻抗直接获得作为第一频率为零处的阻抗值。

小信号(即，针对施加的为零的dc偏置电压)接收器电感从测量的接收器阻抗获得作为在第二频率值处的阻抗值，其高于机械接收器谐振并且其特征在于作为频率的函数的接收器阻抗的曲线的斜率(slope)接近20db/十(decade)。在变型中，第二频率值被选择为高于5khz(或者至少高于2khz或者至少是谐振频率的三倍)。

基于在第三频率值处的阻抗值从测量的接收器阻抗中获得小信号(即，针对施加的为零的dc偏置电压)接收器力因子，所述第三频率值被确定作为大多数助听器接收器展现的谐振频率。在变型中，第三频率值在500hz到3khz之间的范围内。

接收器电阻、电感和力因子的测量的和获得的小信号值被存储在接收器参数估计器409中并且被用作适于预测作为输入到接收器的信号的函数的无失真膜位移的第一模型中的参数。接收器电阻、电感和力因子的测量的和获得的值(针对施加的为非零的dc偏置电压)也被存储在接收器参数估计器409中并且被用作适于预测作为输入到接收器的信号的函数的非线性膜位移的第二模型中的参数。接收器电感和力因子是非线性的，因为它们的值取决于接收器膜的位移，而接收器电阻独立于接收器膜位移。

通常，对于给定的助听器接收器，电等效电路的物理参数将是容易可获得的。大多数助听器接收器制造商提供这些数据。因此，根据本实施例的变型，为了提供能够预测助听器接收器的非线性膜位移的模型，测量电感和力因子的非线性行为就足够了。

然而，根据本实施例，因为接收器电阻值可能由于制造公差、老化、暴露于潮湿和热(尤其在高输出水平处)而显著变化，因此接收器电阻也被测量。

此外，发明人已经发现假如由于电感和力因子的非性性行为中的变化引起失真变得过度，则有必要以规则的间隔测量电感和力因子的非线性行为，以便能够采取适当的行动。

现在参考图6，图6根据本发明的实施例示出电动力换能器的电等效电路600。该等效电路是能够预测作为馈送到平衡电枢类型的助听器接收器的信号的函数的膜位移的模型。等效电路600包括表示馈送到接收器的信号的电压的电压源601、表示接收器的电阻的第一电阻器602、表示接收器的非线性电感的第一电感器603、表示与力因子(其还可以被表示为转换系数)和接收器电枢的机械速度(由电等效电路的右侧部分中的电流表示)的乘积成比例的感应的电压的第一从属电压源604、表示与力因子和电等效电路的左侧部分中的电流的乘积成比例的感应的电压的第二从属电压源605、第二电感器606、第二电阻器607、表示接收器刚度的倒数的电容器608以及第三从属电压源609。通常，电等效电路的左侧部分表示平衡电枢接收器的电气部分，并且电等效电路的右侧部分表示机械部分。

考虑图6，电接收器阻抗zreceiver可以被表示为：

其中re表示图6的第一电阻器603的值，le(x)表示图6的第一电感器602的值，t(x)表示力因子，zm表示图6的电等效电路的机械部分(即，右侧部分)的阻抗，以及变量x表示接收器的膜位移。

图6的电等效电路的机械部分的阻抗zm可以表示为：

其中rm表示图6的第二电阻器，lm表示图6的第二电感器，并且cm表示图6的电容器。

由此直接得出图6的电等效电路的机械部分具有角谐振频率ωm：

并且因此得出针对足够小的频率的电接收器阻抗zreceiver可以表示为：

zreceiver＝re+jω(le(x)+t(x)²cm)≈re

在机械谐振频率ωm处，电接收器阻抗zreceiver可以表示为：

因为电感引起的阻抗在ωm处是小的。

对于显著大于谐振频率ωm的频率：

因为第三项t(x)²/jωlm引起的阻抗随着频率的增加而快速变得无关紧要。

因此，从上面给出的方程中可以直接得出力因子t(x)和电感le(x)的非线性行为可以通过测量在三个不同频率处的电接收器阻抗来确定。

由此还得出，由于图6的第一电阻器re的电阻不是非线性的，然后在变型中，使用例如从接收器制造商获得的re的值可以是足够的。

根据本实施例，设计的最大接收器电压的一半的dc偏置电压被施加，由此，提供接收器上的电压(该电压是偏置电压和小信号电压的组合)不超过设计的最大接收器电压。然而，在变型中，可以施加更大的偏置电压，并且在进一步变型中，可以获得接收器阻抗的数个测量值(即，针对施加的数个非零的dc偏置电压)，从而提供用于预测作为输入到接收器的信号的函数的非线性膜位移的更精确模型。

在进一步变型中，施加的最大偏置电压通过增加偏置电压的大小直到非线性参数或接收器膜位移(从线性情况)的偏离超过预确定的阈值来找到。这可以适应性地完成。

原理上，具有施加的为零的dc偏置电压的测量和具有施加的为非零的dc偏置电压的单个测量一起足以表征接收器的非线性行为。

然而，通过拥有具有施加的正dc偏置电压的测量和具有施加的负dc偏置电压的测量，不对称地补偿变得可能。由于发明人已经发现具有退化的性能的助听器接收器的非线性行为通常是非对称的，这尤其是有利的。

在其他变型中，根据本实施例，负偏置电压和正偏置电压的大小至少是助听器电池电压的35％。

显然，失真补偿的精确度将随着在不同偏置电压水平处的测量的数量而增加。

基于接收器膜位移的无失真第一模型和非线性第二模型，补偿增益可以作为给定的输入信号值的函数来获得(derive)。

现在参考图5，图5根据本发明的实施例高度示意性地示出接收器非线性补偿器404的一些附加细节。

非线性补偿器404包括位移估计器501、位移校正计算器502以及乘法单元503。

位移估计器501保持第一模型和第二模型，所述第一模型和第二模型适于分别预测作为从听力损失补偿器403提供的信号值的函数的无失真接收器膜位移(即，基于小信号测量)和非线性接收器膜位移(鉴于清楚的原因，未示出提供来自听力损失补偿器403的信号的值的检测器)。在下文中，来自听力损失补偿器403的信号的值还可以被表示为处理的输入信号值，因为来自听力损失补偿器的输出信号可以被表示为处理的输入信号。因此，位移估计器501适于在采样样本(samplebysample)的基础上将预测的无失真接收器膜位移和非线性接收器膜位移提供到位移校正计算器502。

根据本实施例，位移校正计算器502在采样样本的基础上计算作为无失真位移与非线性位移的比率的补偿增益，并且在采样样本的基础上使用乘法单元503将该补偿增益施加到从听力损失补偿器403提供的信号。由此，形成针对非线性被补偿的并且随后被提供到助听器系统400的输出转换器405的信号。

根据本实施例的变型，接收器参数估计器409将测量的参数传送到对丰富的处理资源具有访问权的外部设备，由此使用以上公开的关于位移估计器501和位移校正计算器502的功能来计算查找表，即查找表具有来自听力损失补偿器403的信号值作为输入并且具有要施加的补偿增益作为输出，并且随后查找边被传送到助听器并且用于确定要施加的补偿增益。假如使用查找表，那么位移校正计算器还将包括内插装置，使得可以针对全部输入信号值而不仅是查找表中的表列值来确定补偿增益。因此，获得要施加的作为来自听力损失补偿器的信号值的函数的补偿增益的基础功能可以被容纳在助听器中、外部设备中或外部设备可以访问的互联网服务器上。通过将该功能放置在助听器的外部，将需要较少的助听器资源。

根据本发明的变型，助听器接收器失真补偿(即补偿增益的应用)响应于可以是助听器系统的手动激活、或者声音水平估计超过预定义阈值、或者助听器接收器失真的量度超过预定义阈值的触发条件而被激活。

在变型中，位移估计器502最终计算助听器接收器的声音质量或失真的另一量度而不是膜位移。因此，替代估计膜位移，可以估计由助听器接收器提供的声压。然而，在本内容内，可以从膜位移中获得的任何此类量度将被视为明显的等同物并且可以与膜位移可交换地使用。

在本实施例的其他变型中，位移校正计算器502通过考虑非线性接收器行为计算作为处理的输入信号值的函数的补偿增益，使得补偿增益稍大于无失真膜位移与失真的非线性膜位移的比率。根据更具体的变型，迭代过程使用接收器膜位移的非线性模型来寻找增益补偿(假设接收器膜位移的模型是有效的)将完全补偿助听器行为的非线性行为。

根据本实施例的另一个实施例，作为处理的输入信号值的函数的补偿增益通过以下进行确定：测量在给定频率处且针对包括偏置电压为零的数个偏置电压的助听器接收器的电阻抗，基于在跨越(across)所述数个偏置电压的测量的电阻抗和在偏置电压为零处所测量的电阻抗之间的差异获得补偿增益，由此以较不精确的补偿为代价提供较不复杂的方法。

在本发明的另一个变型中，位移估计器501和位移校正计算器502包括数个查找表，所述查找表针对数个频率提供作为从听力损失补偿器提供的对应的带分裂信号的值的函数的补偿增益，并且其中补偿增益被施加到对应的带分裂信号，所述带分裂信号随后在被提供到输出转换器405之前被组合。本发明的实施例中的一些已经结合用于测量和获得接收器参数的具体方法被公开。在本实施例的变型中，可以应用其他方法，因此本发明的接收器失真补偿方法通常独立于如何测量接收器阻抗。

各种助听器功能(诸如听力损失补偿器403和接收器非线性补偿器404)可以被实施为单独的电子单元或可以被集成在一个或几个数字信号处理器中。