决策回授均衡器及其控制方法与流程

本发明是关于决策回授均衡器，尤其是关于可提高运算效能的决策回授均衡器及其控制方法。

背景技术：

图1系一种习知决策回授均衡器(Decision Feedback Equalizer,DFE)的功能方块图。传送信号x(n)经过信道10以及受噪声r(n)影响后形成决策回授均衡器100的输入信号y(n)，其中n代表时间索引(time index)。决策回授均衡器100包含前馈均衡器110、决策器120、反馈均衡器130、信道估测器140、前馈均衡器系数计算单元150以及反馈均衡器系数计算单元160。前馈均衡器(Feed Forward Equalizer,FFE)110的主要功能在于处理输入信号y(n)中的前导干扰(pre-cursor inter symbol interference)信号与一部分的后滞干扰(post-cursor inter symbol interference)信号，而反馈均衡器(Feed Backward Equalizer,FBE)130的主要功能在于处理输入信号y(n)中的后滞干扰信号，之后决策器120再依据前馈均衡器110及反馈均衡器130的滤波结果来产生决策信号x’(n)。

其中，前馈均衡器110操作时所需的前馈均衡器系数f以及反馈均衡器130操作时所需的反馈均衡器系数b系分别由前馈均衡器系数计算单元150及反馈均衡器系数计算单元160产生。前馈均衡器系数计算单元150依据信道估测器140根据输入信号y(n)所产生的信道脉冲响应(Channel Impulse Response,CIR)估测向量h来产生前馈均衡器系数f，而反馈均衡器系数计算单元160则依据信道脉冲响应估测向量h以及前馈均衡器系数f来产生反馈均衡器系数b。

最小均方误差(Minimum Mean Square Error,MMSE)均衡器为决策回授均衡器常见的型态之一，其至少具有不会放大噪声r(n)的优点，而快速横向递回最小平方(Fast Transversal Recursive Least Squares,FT-RLS)为常见的用来计算前馈均衡器系数f与反馈均衡器系数b的算法，其优点为收敛速度快。MMSE决策回授均衡器的优化前馈均衡器系数f及最佳反馈均衡器系数b可以 分别表示如下：

b＝H^H×f (2)

其中，信道脉冲响应估测向量h＝[h(Δ)h(Δ-1)…h(Δ-L_F+1)]，Δ代表决策延迟(decision delay)，L_F为前馈均衡器110的长度(length)，前馈均衡器110为一第(L_F-1)阶均衡器且L_F为一正整数，Φ_hh代表信道自相关(channel autocorrelation)矩阵，代表噪声能量，I代表单位矩阵，而信道脉冲响应估测矩阵H可以表示如下：

其中L_B为反馈均衡器130的长度(length)，反馈均衡器130为一第(L_B-1)阶均衡器，L_B同样为一正整数。

由方程式(1)及(2)可知，前馈均衡器系数f的计算复杂度远大于反馈均衡器系数b，因此提出更有效率的计算方式以提升决策回授均衡器的效能成为本领域的一个重要课题。

技术实现要素：

鉴于先前技术的不足，本发明的一目的在于提供一种决策回授均衡器及其控制方法，以提高决策回授均衡器的运算效能。

本发明揭露一种决策回授均衡器，包含：一信道估测器，依据一输入信号，以一信道脉冲响应估测频率产生一信道脉冲响应估测向量；一前馈均衡器系数计算单元，耦接该信道估测器，依据该信道脉冲响应估测向量，以一第一频率产生一前馈均衡器系数；一反馈均衡器系数计算单元，耦接该信道估测器及该前馈均衡器系数计算单元，依据该信道脉冲响应估测向量及该前馈均衡器系数，以一第二频率产生一反馈均衡器系数；一前馈均衡器，耦接该前馈均衡器系数计算单元及该决策器，依据该输入信号与该前馈均衡器系数产生一前馈均衡滤波结果；一反馈均衡器，耦接该反馈均衡器系数计算单元及该决策器，依据一决策信号与该反馈均衡器系数产生一反馈均衡滤波结果；以及一决策器，依据该前馈均衡滤波结果及该反馈均衡滤波结果产生一更新后决策信号；其中该第 一频率与该第二频率中至少之一小于该信道脉冲响应估测频率。

本发明另揭露一种决策回授均衡器的控制方法，包含：依据一输入信号以一信道脉冲响应估测频率产生一信道脉冲响应估测向量；依据该信道脉冲响应估测向量，以一第一频率产生一前馈均衡器系数；依据该信道脉冲响应估测向量及该前馈均衡器系数，以一第二频率产生一反馈均衡器系数；依据该输入信号与该前馈均衡器系数产生一前馈均衡滤波结果；以及依据一决策信号与该反馈均衡器系数产生一反馈均衡滤波结果；依据该前馈均衡滤波结果及该反馈均衡滤波结果产生一更新后决策信号；其中该第一频率与该第二频率中至少之一小于该信道脉冲响应估测频率。

本发明的决策回授均衡器及其控制方法能够以不同的频率更新前馈均衡器系数及反馈均衡器系数，以减少决策回授均衡器的计算负荷，进而提升其效能。

有关本发明的特征、实作与功效，兹配合图式作实施例详细说明如下。

附图说明

图1为习知决策回授均衡器的功能方块图；

图2为本发明决策回授均衡器的一实施方式的功能方块图；

图3为本发明快速前馈均衡器系数计算单元的一实施例的功能方块图；

图4为本发明计算前馈均衡器系数f的一实施例的流程图；

图5为本发明快速前馈均衡器系数计算单元以硬件电路实作的其中一种功能方块图；

图6为本发明的乘法的计算量与乘法器阵列的关系图；

图7为习知与本发明对于更新先验前向预测误差的计算量的比较图；

图8A为信道脉冲响应估测向量h的波形图；

图8B为前馈均衡器系数f的波形图；

图9为本发明的决策回授均衡器200以不同频率计算前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的一实施例的时序图；

图10为本发明的决策回授均衡器200以不同频率计算前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的另一实施例的时序图；

图11为本发明的决策回授均衡器200以不同频率计算前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的另一实施例的时序图；

图12为本发明的决策回授均衡器200以不同频率计算前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的一实施方式的流程图；

图13为本发明决策回授均衡器的另一实施方式的功能方块图；以及

图14为本发明的决策回授均衡器200计算前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的时序图。

符号说明

110：信道

200、600：决策回授均衡器

120、210、610：前馈均衡器

130、230、630：反馈均衡器

140、220：决策器

150：前馈均衡器系数计算单元

160、260：反馈均衡器系数计算单元

170、240：信道估测器

250：快速前馈均衡器系数计算单元

251、510：控制模块

252：先验前向预测误差计算模块

253：后验前向预测误差计算模块

254：前向预测的最小成本计算模块

255：转换因子计算模块

256：已正规化的增益向量计算模块

257：前向预测系数向量计算模块

520：存储器

530：乘法器

540：加法器

550、560：多工器

S310～S360、S510～S565：步骤

具体实施方式

在实施为可能的前提下，本技术领域具有通常知识者能够依本说明书的揭露内容来选择等效的元件或步骤来实现本发明，亦即本发明的实施并不限于后叙的实施例。

图2为本发明决策回授均衡器的一实施方式的功能方块图。决策回授均衡器200包含前馈均衡器210、决策器220、反馈均衡器230、信道估测器240、快速前馈均衡器系数计算单元250以及反馈均衡器系数计算单元260。决策回授均衡器200系为一最小均方误差决策回授均衡器(Minimum Mean Square Error Decision Feedback Equalizer,MMSE-DFE。

快速横向递回最小平方算法在计算上式(1)的前馈均衡器系数f时，会进行以下的迭代运算，迭代次数取决于前馈均衡器120的长度L_F，为L_F：

1.更新先验前向预测误差(a priori forward prediction error)φ；

2.更新后验前向预测误差(a posteriori forward prediction error)ψ；

3.更新前向预测的最小成本(minimum cost of the forward predictor)α；

4.更新转换因子(conversion factor)γ；

5.更新已正规化的增益向量(normalized gain factor)c；以及

6.更新前向预测系数向量(forward predictor coefficient vector)w。

上述的迭代运算可以用以下的伪码(pseudo code)来表示，其中「//」及其右侧的文字代表程序中的批注，参数i用来控制迭代的进行：

上述包含步骤1～6的迭代运算在进行L_F次(i＝0～L_F-1)后，便可依据已正规化的增益向量c及转换因子γ来更新前馈均衡器系数f。上述的步骤2、3、4的计算方法为本技术领域具有通常知识者可得知，因此在上述的伪码中不列出其详细步骤。

上述的伪码包含2层的迭代运算，外层的迭代运算包含上述的步骤1～6，而步骤1、步骤5及步骤6本身各自为内层的迭代运算。由于步骤2、3、4本身为不涉及迭代的纯量运算，所以计算复杂度(computation complexity)较低；而步骤1、5、6本身为涉及迭代的向量运算(由参数j控制迭代的进行)，因此为影响上述伪码的计算复杂度的关键。进一步来说，步骤1的内层迭代的迭代次数与参数i的值有关，其计算复杂度约为步骤5、6的内层迭代的迭代次数与前馈均衡器120的长度L_F的值有关，各自的计算复杂度约为而步骤2、3、4的计算复杂度总和约为O(L_F)，所以以快速横向递回最 小平方计算前馈均衡器系数f的总计算复杂度约为如果能降低前馈均衡器系数计算单元的计算复杂度，则能有效提升决策回授均衡器的效能。

经分析后发现，计算已正规化的增益向量c的步骤5以及计算前向预测系数向量w的步骤6涉及许多0的运算。更详细地说，已正规化的增益向量c及前向预测系数向量w在不同次的外层迭代运算中分别如表1及表2所示，其中「x」仅用以代表不为0的数值，不代表所有的x为同一数值。

表1：

表2：

由表1及表2可以发现，在外层迭代运算的第一次迭代后(i＝0)，在已正规化的增益向量c中，除了元素c[0]外，其余的元素皆为0，在前向预测系 数向量w中，全部的元素则均为0；外层迭代运算的第2次迭代后(i＝1)，在已正规化的增益向量c中，除了元素c[0]与c[1]外，其余的元素皆为0，在前向预测系数向量w中，除了元素w[0]外，其余的元素皆为0；以此类推，在外层迭代运算的第L_F次迭代后(i＝L_F-1)，在已正规化的增益向量c中，全部的元素均不为0，在前向预测系数向w中，仅有元素w[L_F-1]为0。请注意，在此例中，i＝0对应前述的外层迭代运算的第一次迭代，i＝1对应前述的外层迭代运算的第二次迭代，以此类推；然而在其他的实作方法中，参数i的初始值及在连续两次的迭代中的变化量可能有所不同，故第N次迭代应以实际上迭代的发生次数为准。

依据以上的分析，在进行步骤5及步骤6的内层迭代运算时，可以只针对已正规化的增益向量c及前向预测系数向量w中不为0的元素做计算，而不计算已正规化的增益向量c及前向预测系数向量w中为0的元素，以节省前馈均衡器系数计算单元计算时间或硬件资源。更详细地说，内层迭代运算的迭代次数(与控制参数j有关)可以依据外层迭代运算正在进行的迭代次数N(即第N次迭代)做调整，来减少内层迭代运算的计算量，其中N＝1～L_F。调整后的步骤5的伪码如下：

其中，在第N次外层迭代中，步骤5的迭代次数由L_F-1次减少为N-1次。更详细地说，在第一次外层迭代中(N＝1)，步骤5的迭代次数由L_F-1减少为零(意即：不须进行计算)；在第二次外层迭代中(N＝2)，步骤5的迭代次数由L_F-1减少为1；在第三次外层迭代中(N＝3)，步骤5的迭代次数由L_F-1减少为2；以此类推；在第L_F-1次外层迭代中(N＝L_F-1)，步骤5的迭代次数由L_F-1减少为L_F-2；在第L_F次外层迭代中(N＝L_F)，步骤5的迭代次数则维持不变仍为L_F-1。由此可知，调整后用来计算已正规化的增益向量c的步骤5，其计算复杂度约由降为而快速前馈均衡器系数计算单元250的计算量约降为原来的一半。

类似地，调整后的步骤6的伪码如下：

其中，在第N次外层迭代中，步骤6的迭代次数由L_F减少为N-1次。更详细地说，在第一次外层迭代中(N＝1)，步骤6的迭代次数由L_F减少为0(意即：不须进行计算)；在第二次外层迭代中(N＝2)，步骤6的迭代次数由L_F减少为1；在第三次外层迭代中(N＝3)，步骤6的迭代次数由L_F减少为2；以此类推；在第L_F-1次外层迭代中(N＝L_F-1)，步骤6的迭代次数由L_F减少为L_F-2；在第L_F次外层迭代中(N＝L_F)，步骤6的迭代次数由L_F减少为L_F-1。由此可知，调整后用来计算前向预测系数向量w的步骤6，其计算复杂度约由降为而快速前馈均衡器系数计算单元250的计算量约降为原来的一半。

请注意，其他的实作方法中，控制参数j的初始值及在连续两次的内层迭代中的变化量可能有所不同，其系依据循环内部的算式对应变化，此类变化为本技术领域具有通常知识者所熟知，故本发明的实施方式不以上述的伪码为限。

图3为本发明快速前馈均衡器系数计算单元250的一实施例的功能方块图，包含控制模块251、先验前向预测误差计算模块252、后验前向预测误差计算模块253、前向预测的最小成本计算模块254、转换因子计算模块255、已正规化的增益向量计算模块256以及前向预测系数向量计算模块257。请一并参阅图4，其系本发明快速前馈均衡器系数计算单元250的控制模块的一实施例的流程图。首先控制模块251根据控制参数i是否满足预设的条件，来判断是否应该执行外层的迭代运算(步骤S310)。若外层迭代运算还已完成(步骤S310判断为否)，则控制模块251可更新并输出前馈均衡器系数f(步骤S360)；然而若外层迭代运算还未完成(步骤S310判断为是)，控制模块251先令先验前向预测误差计算模块252初始先验前向预测误差φ，也就是设定先验前向预测误差φ的初始值等于h[i](步骤S315)(h代表信道脉冲响应估测向量)，然后控制模块251再控制先验前向预测误差计算模块252、后验前向预测误差计算模块253、前向预测的最小成本计算模块254以及转换因子计算模块255 分别更新前述的φ、ψ、α及γ等参数(步骤S320，对应伪码的步骤1～4)。之后的步骤S330、S332及S334为第一个内层迭代(对应伪码的步骤5)，由控制模块251依据控制参数j来控制已正规化的增益向量计算模块256，以进行用来更新已正规化的增益向量c的迭代运算。请注意，控制模块251在步骤S332中判断是否执行此内层迭代时是将控制参数j与控制参数i做比较，隐含内层迭代的迭代次数实际上与外层迭代的迭代数N有关。之后的步骤S340、S342及S344为第二个内层迭代(对应伪码的步骤6)，由控制模块251依据控制参数j来控制前向预测系数向量计算模块257，以进行用来更新前向预测系数向量w的迭代运算。最后在步骤S350中改变控制参数i。

实作上，图3的快速前馈均衡器系数计算单元250可由硬件电路来实现，请参考图5，其系图3的快速前馈均衡器系数计算单元250的其中一种硬件电路实作方式。控制模块510例如是以基于有限状态机(finite state machine)的硬件逻辑电路，用来控制图4的流程的进行。依据控制模块510所输出的控制信号Ctrl，多工器550及560选择将信道脉冲响应估测向量h或暂存于存储器520中的数值(例如上述的参数φ、ψ、α、γ、c以及w)分别输出至乘法器530及加法器540。乘法器530及加法器540分别用来执行各步骤中的乘法运算及加法运算。图3的各个模块藉由图5所示的硬件执行各自所对应的程序代码，以实现各自的功能。

由伪码可知，步骤S334实际上包含一个乘法运算及一个减法运算其中以乘法运算较花费硬件资源及时间，故以其为主要讨论对象。图5的快速前馈均衡器系数计算单元250的乘法器530实际上可以是一个乘法器阵列(包含复数乘法单元)，来执行上述的乘法运算，请参考图6。图6显示本发明的乘法的计算量与乘法器阵列的关系图，此处以L_F＝19为例。在此假设乘法器530包含4个乘法单元，当N＝3时，步骤S334会被执行两次(因为内层迭代的次数为N-1)，所以乘法器530会用到其中2两个乘法单元(斜线部分)；当N＝9时，步骤S332会被执行八次，此时乘法器530会被用到两次(等效八个乘法单元)来完成所需的乘法运算，以此类推。在习知的方法中，无论第几次的外层迭代(即无论迭代数N为何)，步骤S334皆会执行十八次，所以即使是第一次迭代(N＝1，本发明无需使用 乘法器530)，乘法器530仍会被使用四次以上。两相比较之下可以发现，(1)在相同的硬件资源下，本发明中快速前馈均衡器系数计算单元250所需的计算时间只需习知的一半左右；或(2)若要在相同的时间内完成计算，本发明的快速前馈均衡器系数计算单元250的硬件成本只需习知的一半左右。

同样的推论适用步骤S340、S342及S344所对应的第二个内层迭代(即对应伪码的步骤6)，亦即本发明在伪码的步骤6亦可省下一半的计算时间或是一半的硬件成本。因此在图4的流程中，当第一及第二内层迭代所需的迭代次数皆与外层迭代的迭代数N相关时，有助于节省快速前馈均衡器系数计算单元250的计算时间，而着实大幅改善快速前馈均衡器系数计算单元250的效能，不仅加快前馈均衡器系数f的产生速率也同时加快反馈均衡器系数计算单元260产生反馈均衡器系数b的速率，使得判决回授均衡器的整体效能得以提升；抑或是节省快速前馈均衡器系数计算单元250的硬件资源。

事实上，上述用来计算先验前向预测误差φ的步骤1亦为一个迭代运算，减少其计算量有助于节省快速前馈均衡器系数计算单元250的计算时间，而进一步提升决策回授均衡器的效能，或节省快速前馈均衡器系数250计算单元的硬件资源。由伪码的步骤1可以得知，先验前向预测误差φ＝φ-h[j]×w[k]，其中h[j]代表信道脉冲响应估测向量h的元素，信道脉冲响应估测向量h包含L_F个元素，L_F为前馈均衡器120的长度(length)，信道脉冲响应估测向量h的L_F个元素例如为h[0]、h[1]、…、h[L_F-1]。此外，步骤1的的迭代次数为系取决于外层迭代运算正在进行的迭代次数N。举例来说，在第一次外层迭代中(N＝1)，步骤1的迭代次数为零(意即：不须进行计算)；在第二次外层迭代中(N＝2)，步骤1根据h[0]进行迭代运算，其迭代次数为1；在第三次外层迭代中(N＝3)，步骤1根据h[1]～h[0]进行迭代运算，其迭代次数为2；在第四次外层迭代中(N＝4)，步骤1根据h[2]～h[0]进行迭代运算，其迭代次数为3；以此类推；在第L_F-1次外层迭代中(N＝L_F-1)，步骤1根据h[L_F-2]～h[0]进行迭代运算，且其迭代次数为L_F-2；在第L_F次外层迭代中(N＝L_F)，步骤1根据h[L_F-1]～h[0]进行迭代运算，且其迭代次数则为L_F-1。然而，在多数的情况下，信道脉冲响应估测向量h的L_F个元素中仅有L_CIR个元素大于一默认值(L_CIR<L_F)，其余(L_F-L_CIR)个元素则小于该默认值而可以视为零，其中L_CIR可视为信道脉冲响应估测 向量h的长度。举例来说，若信道脉冲响应估测向量h的L_F个元素为h[0]～h[L_F-1]，则其中L_CIR个元素h[0]～h[L_CIR-1]大于一默认值，其余(L_F-L_CIR)个元素h[L_CIR]～h[L_F-1]则小于该默认值而可以视为零。又根据步骤1中先验前向预测误差φ的计算公式φ＝φ-h[j]×w[k]可知，当h[j]＝0时，φ不变。

依据以上的分析，在进行步骤1的内层迭代运算时，可以仅针对信道脉冲响应估测向量h中大于一默认值的元素做计算(例如:h[0]～h[L_CIR-1])，而不对信道脉冲响应估测向量h中小于该默认值而可以视为零的元素作计算，以节省快速前馈均衡器系数计算单元250的计算时间或硬件资源。举例来说，当控制参数j小于信道脉冲响应估测向量h的长度L_CIR时才执行计算。调整后的步骤1的伪码如下：

其所达成的效果如图7所示，不论外层迭代的迭代数N为何，步骤1的迭代次数总是不会超过信道脉冲响应估测向量h的长度L_CIR，也就是说在整个外层迭代运算的过程中，调整后的步骤1可以省下横线区域的计算量。

除了调整方程式(1)的步骤1、5、6的计算方法以减少快速前馈均衡器系数250计算单元的计算量之外，本发明亦可调整方程式(2)的计算方法以减少反馈均衡器系数计算单元260的计算量。在一个范例中，如图8A及图8B分别显示信道脉冲响应估测向量h及前馈均衡器系数f的波形图，由图8A及图8B可以发现两者有大多数的地方为0，又由方程式(2)可知反馈均衡器系数b为以上两者的乘积(b＝H^H×f)，因此反馈均衡器系数计算单元260可仅在两者均非零时才计算反馈均衡器系数b，即可大幅降低反馈均衡器系数计算单元260的计算量。

信道脉冲响应估测向量h的多个元素代表多个的路径，路径可分为静态路径(static path)与动态路径(dynamic path)，举例来说，固定建筑物可形成静态路径，而移动车辆产生的都普勒效应(Doppler Effect)可形成动态路径。在多个的路径中仅有少量的变动路径的情况下，输入信号y(n)中的前导干扰信号与后滞 干扰信号中至少之一的变动速率会降低，使得最佳前馈均衡器系数f的改变速率与最佳反馈均衡器系数b的改变速率中至少之一降低。因此，本发明根据此特征来降低前馈均衡器系数f的计算频率与反馈均衡器系数b的计算频率中至少之一，以使决策回授均衡器200在相同的硬件资源下具有更高的效能。

图14为本发明的决策回授均衡器200计算前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的时序图。当决策回授均衡器200应用于基于帧(frame)的数字通讯时(例如地面数字多媒体广播(Digital Terrestrial Multimedia Broadcast,DTMB)或地面数字视频广播(Digital Video Broadcasting-Terrestrial,DVB-T))，第一列表示输入信号y(n)依序传入决策回授均衡器200的信号帧，每个信号帧包含标头及数据本体，举例来说，第一信号帧F1包含标头H1与数据本体B1，第二信号帧F2包含标头H2与数据本体B2，以此类推。第二列为信道估测器240依据信号帧的标头所依序产生的信道脉冲响应估测向量h；更详细地说，信道估测器240在完整取得第一个信号帧F1的标头H1(时间T1H)时，依据标头H1开始计算第一信道脉冲响应估测向量h1，并在时间T1c完成计算；类似地，信道估测器240在完整取得第二个信号帧F2的标头H2(时间T2H)时，依据标头H2开始计算第二信道脉冲响应估测向量h2，并在时间T2c完成计算；以此类推。第三列为快速前馈均衡器系数计算单元250依据信道脉冲响应估测向量h所依序产生的前馈均衡器系数f；更详细地说，快速前馈均衡器系数计算单元250在信道估测器240完成第一信道脉冲响应估测向量h1的计算(时间T1c)之后，开始依据第一信道脉冲响应估测向量h1计算第一前馈均衡器系数f1；在信道估测器240完成第二信道脉冲响应估测向量h2的计算(时间T2c)之后，开始依据第二信道脉冲响应估测向量h2计算第二前馈均衡器系数f2；以此类推。第四列为反馈均衡器系数计算单元260依据信道脉冲响应估测向量h以及前馈均衡器系数f所依序产生的反馈均衡器系数b；更详细地说，反馈均衡器系数计算单元260在快速前馈均衡器系数计算单元250完成第一前馈均衡器系数f1的计算(时间T1f)之后，根据第一信道脉冲响应估测向量h1以及第一前馈均衡器系数f1计算第一反馈均衡器系数b1；在快速前馈均衡器系数计算单元250完成第二前馈均衡器系数f2的计算(时间T2f)之后，根据第二信道脉冲响应估测向量h2以及第二前馈均衡器系数f2计算反馈均衡器系数 b2；以此类推。

在多个的路径中仅有少量的变动路径，且变动路径的延迟时间较其余静态路径长的情况下，输入信号y(n)中的前导干扰信号的变动速率会降低，使得导致最佳前馈均衡器系数f的改变速率降低。由于前馈均衡器系数f的计算复杂度大于反馈均衡器系数b的计算复杂度，所以如果降低快速前馈均衡器系数计算单元250产生前馈均衡器系数f的频率，则在相同的硬件资源下，决策回授均衡器200的效能将可大幅提高。

图9为本发明的决策回授均衡器200以不同频率计算前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的一实施例的时序图，此实施例中快速前馈均衡器系数计算单元250计算前馈均衡器系数f的频率为信道脉冲响应估测向量h的生成频率的一半，而反馈均衡器系数计算单元260计算反馈均衡器系数b的频率与信道脉冲响应估测向量h的生成频率相同。更详细地说，在第一个信号帧F1的期间，快速前馈均衡器系数计算单元250依据第一信道脉冲响应估测向量h1计算得到第一前馈均衡器系数f1，且反馈均衡器系数计算单元260依据通第一道脉冲响应估测向量h1及第一前馈均衡器系数f1计算得到第一反馈均衡器系数b1；在第二个信号帧F2的期间，快速前馈均衡器系数计算单元250不计算新的前馈均衡器系数f，而反馈均衡器系数计算单元260在第二信道脉冲响应估测向量h2计算完成后(时间T2c)，依据第二信道脉冲响应估测向量h2及第一前馈均衡器系数f1计算得到第二反馈均衡器系数b2；在第三个信号帧F3的期间，快速前馈均衡器系数计算单元250依据第三信道脉冲响应估测向量h3计算得到第三前馈均衡器系数f3，且反馈均衡器系数计算单元260依据第三信道脉冲响应估测向量h3及第三前馈均衡器系数f3计算得到第三反馈均衡器系数b3；在第四个信号帧F4的期间，快速前馈均衡器系数计算单元250不计算新的前馈均衡器系数f，而反馈均衡器系数计算单元260在第四信道脉冲响应估测向量h4计算完成后(时间T4c)，依据第四信道脉冲响应估测向量h4及第三前馈均衡器系数f3计算得到第四反馈均衡器系数b4；以此类推。

计算完成的前馈均衡器系数f与反馈均衡器系数b，分别用来更新前馈均衡器210与反馈均衡器230的滤波系数，两者可同时更新或不同时更新。在不同时更新的一范例中，由于反馈均衡器系数b的生成速率高于前馈均衡器系数 f的生成速率，所以反馈均衡器230更新滤波系数的速率可以高于前馈均衡器210更新滤波系数的速率。例如在图9中反馈均衡器230在每次反馈均衡器系数b计算完成时(时间T1b、T2b、T3b、…)，依据当下最新生成的反馈均衡器系数b更新滤波系数，而前馈均衡器210则在每次前馈均衡器系数f1、f3、f5、…计算完成时(时间T1f、T3f、T5f、…)，依据前馈均衡器系数f1、f3、f5、…更新滤波系数。在某些实际应用上，前馈均衡器210与反馈均衡器230同时更新的表现比较优越；此时，计算频率慢的，例如前馈均衡器系数f的计算，可使用前次的结果与本次反馈均衡器系数b计算的结果一起进行更新。更详细地说，在同时更新的一范例中，在第一个信号帧F1的期间，前馈均衡器210在时间T1f依据第一前馈均衡器系数f1更新滤波系数，而反馈均衡器230在时间T1b依据第一反馈均衡器系数b1更新滤波系数；在第二个信号帧F2的期间，前馈均衡器210同样依据第一前馈均衡器系数f1再次更新滤波系数，而反馈均衡器230在时间T2b依据第二反馈均衡器系数b2更新滤波系数；以此类推。

图10为本发明的决策回授均衡器200以不同频率计算前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的另一实施例的时序图。有别于前一实施例，在这个实施例中，快速前馈均衡器系数计算单元250计算前馈均衡器系数f的频率以及反馈均衡器系数计算单元260计算反馈均衡器系数b的频率皆为信道脉冲响应估测向量h的生成频率的一半。更详细地说，在第一个信号帧F1的期间，快速前馈均衡器系数计算单元250依据第一信道脉冲响应估测向量h1计算得到第一前馈均衡器系数f1，且反馈均衡器系数计算单元260依据第一信道脉冲响应估测向量h1及第一前馈均衡器系数f1计算得到第一反馈均衡器系数b1；在第二个信号帧F2的期间，快速前馈均衡器系数计算单元250不计算新的前馈均衡器系数f，而反馈均衡器系数计算单元260亦不计算新的反馈均衡器系数b；在第三个信号帧F3的期间，快速前馈均衡器系数计算单元250依据第三信道脉冲响应估测向量h3计算得到第三前馈均衡器系数f3，且反馈均衡器系数计算单元260依据第三信道脉冲响应估测向量h3及第三前馈均衡器系数f3计算得到第三反馈均衡器系数b3；在第四个信号帧F4的期间，快速前馈均衡器系数计算单元250不计算新的前馈均衡器系数f，而反馈均衡器系数计算单元260 亦不计算新的反馈均衡器系数b；以此类推。

在图10的实施例中，前馈均衡器210与反馈均衡器230同时更新各自的滤波系数，亦即两者在信号帧F1、F3、F5…的期间同时更新。

实作上，快速前馈均衡器系数计算单元250及反馈均衡器系数计算单元260是依据信道估测器240的信道脉冲响应估测向量h的变动率来决定计算滤波系数的频率。当输入信号y(n)中的前导干扰信号变化缓慢时，决策回授均衡器200无需快速地计算前馈均衡器系数f即可达到不错的效果，故可以相对应地降低快速前馈均衡器系数计算单元250的计算频率；类似地，当输入信号y(n)中的后滞干扰信号变化缓慢，此时决策回授均衡器200无需快速地更新反馈均衡器系数b即可达到不错的效果，故可以相对应地降低反馈均衡器系数计算单元260的计算频率来降低系统的计算量，以降低系统的功耗。前导干扰信号及后滞干扰信号的变化程度可以藉由将当前的与先前的信道脉冲响应估测向量h做比较而得知。在一个实施例中，信道脉冲响应估测向量h的比较可以由信道估测器240执行后产生控制信号通知快速前馈均衡器系数计算单元250及反馈均衡器系数计算单元260，快速前馈均衡器系数计算单元250及反馈均衡器系数计算单元260依据该控制信号决定计算前馈均衡器系数f与反馈均衡器系数b的频率；在其他的实施例中，如果可事先确定决策回授均衡器200所使用的环境中，输入信号y(n)中的前导干扰信号的变化比后滞干扰信号的变化更为缓慢，则可以将快速前馈均衡器系数计算单元250的计算频率及反馈均衡器系数计算单元260的计算频率预先设定为固定的比例，计算前馈均衡器系数f与反馈均衡器系数b的频率是可以预设的，例如图9所示的1:2。

请注意，由于快速前馈均衡器系数计算单元250涉及较复杂的计算，所以在允许的情况下，以降低快速前馈均衡器系数计算单元250的计算频率为优先，以便有效地减少决策回授均衡器200整体的计算量；然而，在其他的实施例中，快速前馈均衡器系数计算单元250的计算频率亦可设计为高于反馈均衡器系数计算单元260的计算频率(如图11所示)，此时前馈均衡器210更新滤波系数的频率可以高于反馈均衡器230更新滤波系数的频率，也可以是两者同时更新。

图12为本发明的决策回授均衡器200以不同频率计算前馈均衡器系数f 及反馈均衡器系数b的一实施方式的流程图。当完成信道脉冲响应的估测后(步骤S510)，决定是否需改变前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的计算频率(步骤S515)。如果需要(例如两者的计算频率尚未决定或是信道脉冲响应估测向量h有剧烈的改变)，则依据信道脉冲响应估测向量h决定前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b的计算频率(步骤S520)；如果不需要，则进行步骤S530，亦即判断是否需计算前馈均衡器系数f。如果需要计算，则在步骤S535中计算新的前馈均衡器系数f；如果不需要计算，或是已计算完毕，则接下来判断是否需更新前馈均衡器的滤波系数(步骤S540)。如果需更新，则将新的前馈均衡器系数f套用(apply)或加载(load)至前馈均衡器(步骤S545)；如果不需要更新，接下来则判断是否需计算反馈均衡器系数b(步骤S550)。如果需要计算，则在步骤S555中计算新的反馈均衡器系数b；如果不需要计算，或是已计算完毕，则接下来判断是否需更新反馈均衡器的滤波系数(步骤S560)。如果需更新，则将新的反馈均衡器系数b套用或加载至反馈均衡器(步骤S565)；如果不需要更新或是已更新完毕，则计算下一个信道脉冲响应估测向量h(回到步骤S510)。

步骤S530及步骤S550的判断可以(1)由信道估测器240执行再对应控制快速前馈均衡器系数计算单元250及反馈均衡器系数计算单元260，例如当信道估测器240发现对应的均衡器系数计算单元需要计算系数时，便以控制信号通知其计算；或是(2)由快速前馈均衡器系数计算单元250及反馈均衡器系数计算单元260各别执行，例如快速前馈均衡器系数计算单元250及反馈均衡器系数计算单元260各自储存计算频率(例如以控制参数表示或储存于缓存器)，再依据收到信道脉冲响应估测向量h的次数及该计算频率做判断。

据以计算前馈均衡器系数f的第一频率及据以计算反馈均衡器系数b的第二频率可以以信号帧的频率或是信道脉冲响应估测向量h的生成频率为参考对象，例如是信道脉冲响应估测向量h的生成频率的整数倍。对图9的实施方式而言，图12的流程每执行2次，步骤S530只有1次会判断为是，而步骤S550这在2次中皆判断为是；对图10的实施方式而言，图12的流程每执行2次，步骤S530及步骤S550只有1次会判断为是；对图11的实施方式而言，图12的流程每执行2次，步骤S530在这2次中皆判断为是，而步骤S550只 有1次会判断为是。也就是说，本发明只要藉由调整前馈均衡器系数f与反馈均衡器系数b中至少之一的计算频率(例如藉由适当调整步骤S530与步骤S550中至少之一的判断条件)，使其低于信号帧或信道脉冲响应估测向量h的产生频率，即可有助减少决策回授均衡器200的计算量。其中又因为计算前馈均衡器系数f需要较大的计算量，所以只要能够降低前馈均衡器系数f的计算频率，则可明显改善决策回授均衡器的效能。再者，如先前所述，如果快速前馈均衡器系数计算单元250的计算频率及反馈均衡器系数计算单元260的计算频率已事先决定，则步骤S515及步骤S520可略过。

此外，本发明还可以适时地微调前馈均衡器系数f及反馈均衡器系数b来达到更佳的效果。图13为本发明决策回授均衡器的另一实施方式的功能方块图。决策回授均衡器600的前馈均衡器610及反馈均衡器630除了分别具有前述前馈均衡器210及反馈均衡器230的功能外，还可依据决策器220的输入(与前馈均衡器610的前馈均衡滤波结果及反馈均衡器630的反馈均衡滤波结果有关)及输出来分别微调自身的均衡器系数。两者可以利用习知的最小均方(Least Mean Square,LMS)算法、递回最小平方(Recursive Least Square,RLS)算法或与这两者等效或相似的算法来微调系数。以最小均方算法为例，前馈均衡器610及反馈均衡器630可以藉由调整以下方程序的学习率(learning rate)(亦或称为更新率(update rate))，来更新或微调各自的均衡器系数。

f′＝f+μ₁e*r_f (4)

b′＝b+μ₂e*r_b (5)

f’及b’分别为微调后的前馈均衡器系数及反馈均衡器系数，f及b分别为微调前的前馈均衡器系数及反馈均衡器系数，μ₁及μ₂为学习率，e为决策器220决策后与决策前的误差值(亦即误差值e与前馈均衡器610的前馈均衡滤波结果、反馈均衡器630的反馈均衡滤波结果及决策器220所输入的决策信号相关)，γ_f及γ_b为均衡器输入信号。对应前述的微调机制，图12的流程图可以在步骤S580后加上微调前馈均衡器系数f及微调反馈均衡器系数b的步骤。请注意，上述的前馈均衡器210及前馈均衡器610亦可以由分数间隔(fractionally-spaced)型的前馈均衡器实作。

虽然本发明的实施例如上所述，然而该些实施例并非用来限定本发明，本 技术领域具有通常知识者可依据本发明的明示或隐含的内容对本发明的技术特征施以变化，凡此种种变化均可能属于本发明所寻求的专利保护范畴，换言之，本发明的专利保护范围须视本说明书的权利要求所界定者为准。