抗混叠的信道估计装置、方法以及接收机与流程

本发明实施例涉及多载波通信技术领域，尤其涉及一种抗混叠的信道估计装置、方法以及接收机。

背景技术：

离散多音频调制(dmt，discretemulti-tone)是一种高效的光通信系统。它的特点是将信道分割成多个子载波后，根据每个子载波的信噪比(snr，signaltonoiseratio)分配不同的调制格式。因此需要对每个子载波的信道响应和噪声强度进行准确的估计，以便确定每个子载波上最优的调制格式和功率分配。

应该注意，上面对技术背景的介绍只是为了方便对本发明的技术方案进行清楚、完整的说明，并方便本领域技术人员的理解而阐述的。不能仅仅因为这些方案在本发明的背景技术部分进行了阐述而认为上述技术方案为本领域技术人员所公知。

技术实现要素：

但是，发明人发现：目前多载波系统中，接收机端接收到的多载波信号带有信道混叠。由于受混叠信号的影响，根据目前方法估计出的信道响应不能准确地反映信道的情况，由此不能进一步提升系统的传输质量。

本发明实施例提供了一种抗混叠的信道估计装置、方法以及接收机。通过估计出每一子载波的信道响应以及混叠信号响应，可以对带有信道混叠的多载波信号进行准确地信道估计。

根据本发明实施例的第一个方面，提供一种抗混叠的信道估计装置，所述信道估计装置包括：

同步单元，其对接收到的带有信道混叠的多载波信号进行时钟恢复以及数据同步，获得同步后的时域信号以及采样相位；

信号变换单元，其通过快速傅里叶变换将所述多载波信号从所述时域信号变换为 频域信号；

均衡单元，其基于所述采样相位和均衡系数对所述频域信号进行均衡；以及

信道估计单元，其基于训练序列和所述采样相位计算通过信道和混叠后的估计信号，以及基于所述估计信号和所述频域信号获得所述多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

根据本发明实施例的第二个方面，提供一种抗混叠的信道估计方法，所述信道估计方法包括：

对接收到的带有信道混叠的多载波信号的进行时钟恢复以及数据同步，获得同步后的时域信号以及采样相位；

通过快速傅里叶变换将所述多载波信号从时域信号变换为频域信号；

基于所述采样相位和均衡系数对所述频域信号进行均衡；以及

基于训练序列和所述采样相位计算通过信道和混叠后的估计信号，以及基于所述估计信号和所述频域信号获得所述多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

根据本发明实施例的第三个方面，提供一种多载波系统的接收机，接收带有信道混叠的多载波信号，所述接收机包括如上所述的抗混叠的信道估计装置。

本发明实施例的有益效果在于：基于采样相位计算多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应；由此，可以对带有信道混叠的多载波信号进行准确地信道估计，降低信道混叠对误比特率的影响，提升系统的传输质量。

参照后文的说明和附图，详细公开了本发明实施例的特定实施方式，指明了本发明实施例的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明的实施方式在范围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发明的实施方式包括许多改变、修改和等同。

针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。

应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存在或附加。

附图说明

所包括的附图用来提供对本发明实施例的进一步的理解，其构成了说明书的一部分，用于例示本发明的实施方式，并与文字描述一起来阐释本发明的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1是本发明实施例1的抗混叠的信道估计装置的一示意图；

图2是本发明实施例1的信道估计单元的一示意图；

图3是本发明实施例1的信道估计单元的另一示意图；

图4是本发明实施例1的信道估计单元的另一示意图；

图5是本发明实施例1的信道估计数学描述的一示意图；

图6是本发明实施例1的性能验证的一示意图；

图7是本发明实施例1的性能验证的另一示意图；

图8是本发明实施例2的抗混叠的信道估计方法的一示意图；

图9是本发明实施例2的抗混叠的信道估计方法的另一示意图；

图10是本发明实施例3的接收机的一示意图。

具体实施方式

参照附图，通过下面的说明书，本发明实施例的前述以及其它特征将变得明显。在说明书和附图中，具体公开了本发明的特定实施方式，其表明了其中可以采用本发明实施例的原则的部分实施方式，应了解的是，本发明不限于所描述的实施方式，相反，本发明实施例包括落入所附权利要求的范围内的全部修改、变型以及等同物。

在本实施例中，以dmt系统为例进行说明，此外还可以适用于正交频分复用(ofdm，orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)系统。但本发明不限于此，只要带有信道混叠的多载波系统均可以使用。

实施例1

本发明实施例提供一种抗混叠的信道估计装置，配置在多载波系统的接收机端。

图1是本发明实施例的抗混叠的信道估计装置的一示意图，如图1所示，抗混叠的信道估计装置100包括：

同步单元101，其对接收到的带有信道混叠的多载波信号进行时钟恢复以及数据同步，获得同步后的时域信号以及采样相位；

信号变换单元102，其通过快速傅里叶变换(fft，fastfouriertransform)将多载波信号从时域信号变换为频域信号；

均衡单元103，其基于该采样相位和均衡系数对该频域信号进行均衡；以及

信道估计单元104，其基于训练序列和该采样相位计算通过信道和混叠后的估计信号，以及基于该估计信号和该频域信号获得多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

在本实施例中，多载波信号由多载波系统的发送端发出，通过信道传输后带有信道混叠，即接收机端接收到的多载波信号中具有混叠信号。与现有技术不同的是，本发明实施例可以利用采样相位计算出混叠信号响应，由此可以准确地反映信道的情况。

在本实施例中，同步单元101可以是一个时钟恢复以及数据同步的模块，通过对接收数据的处理，可以将接收数据同步并测量出采样相位。信号变换单元102是一个fft模块，将经过同步以及必要处理(例如去除循环前缀等)的时域信号转换成频域信号。均衡单元103是一个均衡模块，可以根据信道估计单元104输出的均衡系数和同步单元101输出的采样相位信息对接收数据进行均衡。

而信道估计单元104可以是一个信道测量模块，例如可以在正式进行数据传输前运行。该信道估计单元104可以利用训练序列(例如发送端发送的多载波信号)和同步单元101输出的采样相位信息，使用例如最小均方误差(mmse，minimummeansquareerror)法对信道响应和混叠信号响应进行测量；此外还可以计算均衡系数，并将该均衡系数计入噪声来计算各子载波的信噪比。

以下对于信道估计单元104进行进一步说明。

图2是本发明实施例的信道估计单元的一示意图，如图2所示，信道估计单元104可以包括：

相位变换单元201，其将所述采样相位φ变换为e^jφ和e^-jφ；

数据混合单元202，其基于变换后的采样相位和所述训练序列tx计算通过了信道和混叠后的所述估计信号tx(e^jφ+e^-jφ)；

响应计算单元203，其基于所述频域信号rx以及所述估计信号tx(e^jφ+e^-jφ)计算所述多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

例如，响应计算单元203可以使用如下公式进行计算：

其中，txn为训练序列，rxn为频域信号，φn为采样相位，h1为信道响应，h2为混叠信号响应；n为大于或等于2的正整数。在收集足够多数据的情况下，可以利用矩阵除法或者mmse相关算法计算出h1和h2。

图3是本发明实施例的信道估计单元的另一示意图，如图3所示，信道估计单元104可以包括：相位变换单元201、数据混合单元202和响应计算单元203，如上所述。

如图3所示，信道估计单元104还可以包括：

系数计算单元301，其根据信道响应获得均衡系数；

噪声计算单元302，其根据该频域信号、均衡系数以及该训练序列获得信道噪声；以及

信噪比计算单元303，其基于该信道噪声和该训练序列计算出信噪比。

在本实施例中，系数计算单元301具体可以用于：将该信道响应取倒数，将得到的值作为均衡系数。噪声计算单元302具体可以用于：将该频域信号与该均衡系数相乘，然后减去该训练序列(例如发射信号)后获得信道噪声。信噪比计算单元303具体可以基于该信道噪声和该训练序列，采用目前计算snr的公式获得snr。

由此，不仅可以获得多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应，而且可以获得每一子载波的噪声强度，从而可以更加准确地确定每个子载波上最优的调制格式和功率分配。

图4是本发明实施例的信道估计单元的另一示意图，通过例子示出了如何进行信道估计的情况。如图4所示，可以根据输入的采样相位信息计算出相位变化对信道和混叠信号的影响；计算通过信道和混叠之后的发送信号形态；然后与对应的接收信号进行运算(例如矩阵左除)，获得信道响应以及混叠信号响应。

如图4所示，还可以将信道响应取倒数，获得均衡系数；将接收信号与均衡系数相乘，并减去发射信号，可以获得信道噪声；还可以进一步计算出信道的信噪比。

图5是本发明实施例的信道估计数学描述的一示意图，如图5所示，假设信道响应和混叠信号响应分别是h1和h2，则对每一组收发数据txn和rxn来说，具有如下的表达：

即

所以在收集足够多数据的情况下，可以利用矩阵除法或者mmse相关算法计算出h1和h2。

值得注意的是，图4和图5仅示意性示出了信道估计的一个例子，但本发明不限于此，例如还可以进行适当地变型或者调整。

以上对于本发明的各个单元或模块进行了示意性说明，以下对于本发明的性能进行示意性说明。

在本实施例中，带有信道混叠的多载波信号在发射端和接收端之间采样频率不匹配(即存在时钟偏差)的情况下，系统误比特率(ber，biterrorratio)低于预定值；带有信道混叠的多载波信号在发射端和接收端之间采样频率匹配(即不存在时钟偏差)的情况下，随着采样相位的变化，系统ber的变化小于预定值。

图6是本发明实施例的性能验证的一示意图，示出了在发射端和接收端之间采样频率不匹配时，带有信道混叠的多载波系统传输ber的情况。

如图6所示，在这种系统中，相对于信道估计来说，接收端采样相位变化很快；采用本发明的方法可以获得比传统方法更低的ber。

图7是本发明实施例的性能验证的另一示意图，示出了在发射端和接收端之间采样频率匹配时，带有信道混叠的多载波系统传输ber的情况。在不对系统进行干预之前，接收端的采样相位保持恒定。在某特定采样相位下测量均衡系数后，改变接收端采样相位。

如图7所示，随着采样相位的变化，使用传统方法的多载波系统中，传输ber有较大抖动；而使用本发明的方法的多载波系统中，传输ber的抖动不大。对于传输ber的变化，本发明的方法比采用传统方法小一个数量级。

从图6和图7可以看出，在时钟有/无频差的情况下，使用本发明的方法都可以减少信道混叠对ber的影响。

由上述实施例可知，基于采样相位计算多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应；由此，可以对带有信道混叠的多载波信号进行准确地信道估计，降低信道混叠对误比特率的影响，提升系统的传输质量。

实施例2

本发明实施例提供一种抗混叠的信道估计方法，与实施例1相同的内容不再赘述。

图8是本发明实施例的抗混叠的信道估计方法的一示意图，如图8所示，该信道估计方法包括：

步骤801，对接收到的带有信道混叠的多载波信号的进行时钟恢复以及数据同步，获得同步后的时域信号以及采样相位；

步骤802，通过fft将多载波信号从时域信号变换为频域信号；

步骤803，基于该采样相位和均衡系数对该频域信号进行均衡；以及

步骤804，基于训练序列和该采样相位计算通过信道和混叠后的估计信号，以及基于该估计信号和该频域信号获得多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

图9是本发明实施例的抗混叠的信道估计方法的另一示意图，如图9所示，该信道估计方法包括：

步骤901，接收带有信道混叠的多载波信号；

步骤902，对多载波信号进行时钟恢复以及数据同步，获得同步后的时域信号以及采样相位；

步骤903，通过fft将多载波信号从时域信号变换为频域信号；

步骤904，基于该采样相位和均衡系数对该频域信号进行均衡；

步骤905，将该采样相位φ变换为e^jφ和e^-jφ；

步骤906，基于变换后的采样相位和训练序列tx计算通过了信道和混叠后的估计信号tx(e^jφ+e^-jφ)；以及

步骤907，基于该频域信号rx以及该估计信号tx(e^jφ+e^-jφ)计算多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

如图9所示，该信道估计方法还可以包括：

步骤908，根据该信道响应获得均衡系数；

步骤909，根据频域信号、均衡系数以及训练序列获得信道噪声；以及

步骤910，基于该信道噪声和该训练序列计算出信噪比。

值得注意的是，图8和9仅示意性地对本发明实施例进行了说明，但本发明不限于此。例如可以适当地调整各个步骤之间的执行顺序，此外还可以增加其他的一些步骤或者减少其中的某些步骤。本领域的技术人员可以根据上述内容进行适当地变型，而不仅限于上述附图的记载。

由上述实施例可知，基于采样相位计算多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应；由此，可以对带有信道混叠的多载波信号进行准确地信道估计，降低信道混叠对误比特率的影响，提升系统的传输质量。

实施例3

本发明实施例还提供一种多载波系统的接收机，接收带有信道混叠的多载波信号；该接收机包括如实施例1所述的抗混叠的信道估计装置100。

图10是本发明实施例的接收机的一示意图。如图10所示，接收机1000可以包括：中央处理器(cpu)1001和存储器110；存储器110耦合到中央处理器1001。其中该存储器110可存储各种数据；此外还存储信息处理的程序，并且在中央处理器1001的控制下执行该程序。

在一个实施方式中，抗混叠的信道估计装置100的功能可以被集成到中央处理器1001中。其中，中央处理器1001可以被配置为实现如实施例2所述的抗混叠的信道估计方法。

例如，中央处理器1001可以被配置进行如下控制：对接收到的带有信道混叠的多载波信号的进行时钟恢复以及数据同步，获得同步后的时域信号以及采样相位；通过fft将多载波信号从时域信号变换为频域信号；基于该采样相位和均衡系数对该频域信号进行均衡；以及基于训练序列和该采样相位计算通过信道和混叠后的估计信号，以及基于该估计信号和该频域信号获得多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

在另一个实施方式中，抗混叠的信道估计装置100可以与中央处理器1001分开配置，例如可以将抗混叠的信道估计装置100配置为与中央处理器1001连接的芯片，通过中央处理器1001的控制来实现抗混叠的信道估计装置100的功能。

此外，如图10所示，接收机1000还可以包括：输入输出单元120等；其中，上述部件的功能与现有技术类似，此处不再赘述。值得注意的是，接收机1000也并不 是必须要包括图10中所示的所有部件；此外，接收机1000还可以包括图10中没有示出的部件，可以参考现有技术。

本发明实施例还提供一种计算机可读程序，其中当在接收机中执行所述程序时，所述程序使得接收机执行如实施例2所述的抗混叠的信道估计方法。

本发明实施例还提供一种存储有计算机可读程序的存储介质，其中所述计算机可读程序使得接收机执行如实施例2所述的抗混叠的信道估计方法。

本发明以上的装置和方法可以由硬件实现，也可以由硬件结合软件实现。本发明涉及这样的计算机可读程序，当该程序被逻辑部件所执行时，能够使该逻辑部件实现上文所述的装置或构成部件，或使该逻辑部件实现上文所述的各种方法或步骤。本发明还涉及用于存储以上程序的存储介质，如硬盘、磁盘、光盘、dvd、flash存储器等。

以上结合具体的实施方式对本发明进行了描述，但本领域技术人员应该清楚，这些描述都是示例性的，并不是对本发明保护范围的限制。本领域技术人员可以根据本发明原理对本发明做出各种变型和修改，这些变型和修改也在本发明的范围内。

关于包括以上实施例的实施方式，还公开下述的附记：

(附记1)一种抗混叠的信道估计装置，所述信道估计装置包括：

同步单元，对接收到的带有信道混叠的多载波信号进行时钟恢复以及数据同步，获得同步后的时域信号以及采样相位；

信号变换单元，通过快速傅里叶变换将所述多载波信号从所述时域信号变换为频域信号；

均衡单元，基于所述采样相位和均衡系数对所述频域信号进行均衡；以及

信道估计单元，基于训练序列和所述采样相位计算通过信道和混叠后的估计信号，以及基于所述估计信号和所述频域信号获得所述多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

(附记2)根据附记1所述的信道估计装置，其中，所述信道估计单元包括：

相位变换单元，将所述采样相位φ变换为e^jφ和e^-jφ；

数据混合单元，基于变换后的采样相位和所述训练序列tx计算通过了信道和混叠后的所述估计信号tx(e^jφ+e^-jφ)；

响应计算单元，基于所述频域信号rx以及所述估计信号tx(e^jφ+e^-jφ)计算所述 多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

(附记3)根据附记2所述的信道估计装置，其中，所述信道估计单元还包括：

系数计算单元，根据所述信道响应获得所述均衡系数；

噪声计算单元，根据所述频域信号、所述均衡系数以及所述训练序列获得信道噪声；以及

信噪比计算单元，基于所述信道噪声和所述训练序列计算出信噪比。

(附记4)根据附记3所述的信道估计装置，其中，所述噪声计算单元用于：将所述频域信号与所述均衡系数相乘并减去所述训练序列后获得所述信道噪声，

(附记5)根据附记2所述的信道估计装置，其中，所述响应计算单元使用如下公式进行计算：

其中，txn为所述训练序列，rxn为所述频域信号，φn为所述采样相位，h1为所述信道响应，h2为所述混叠信号响应。

(附记6)根据附记5所述的信道估计装置，其中，所述响应计算单元使用矩阵除法或者最小均方误差算法获得所述信道响应h1以及所述混叠信号响应h2。

(附记7)根据附记1所述的信道估计装置，其中，所述带有信道混叠的多载波信号在发射端和接收端之间采样频率不匹配(即存在时钟偏差)，系统误比特率低于预定值；

所述带有信道混叠的多载波信号在发射端和接收端之间采样频率匹配(即不存在时钟偏差)，随着采样相位的变化，系统误比特率的变化小于预定值。

(附记8)一种抗混叠的信道估计方法，所述信道估计方法包括：

对接收到的带有信道混叠的多载波信号的进行时钟恢复以及数据同步，获得同步后的时域信号以及采样相位；

通过快速傅里叶变换将所述多载波信号从时域信号变换为频域信号；

基于所述采样相位和均衡系数对所述频域信号进行均衡；以及

基于训练序列和所述采样相位计算通过信道和混叠后的估计信号，以及基于所述估计信号和所述频域信号获得所述多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

(附记9)根据附记8所述的信道估计方法，其中，基于训练序列和所述采样相位计算通过信道和混叠后的估计信号，以及基于所述估计信号和所述频域信号获得所述多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应，包括：

将所述采样相位φ变换为e^jφ和e^-jφ；

基于变换后的采样相位和所述训练序列tx计算通过了信道和混叠后的所述估计信号tx(e^jφ+e^-jφ)；以及

基于所述频域信号rx以及所述估计信号tx(e^jφ+e^-jφ)计算所述多载波信号的每一子载波的信道响应以及混叠信号响应。

(附记10)根据附记9所述的信道估计方法，其中，所述方法还包括：

根据所述信道响应获得所述均衡系数；

根据所述频域信号、所述均衡系数以及所述训练序列获得信道噪声；以及

基于所述信道噪声和所述训练序列计算出信噪比。

(附记11)根据附记10所述的信道估计方法，其中，根据所述频域信号、所述均衡系数以及所述训练序列获得信道噪声，包括：

将所述频域信号与所述均衡系数相乘并减去所述训练序列后获得所述信道噪声，

(附记12)根据附记9所述的信道估计方法，其中，使用如下公式进行计算：

其中，txn为所述训练序列，rxn为所述频域信号，φn为所述采样相位，h1为所述信道响应，h2为所述混叠信号响应。

(附记13)根据附记12所述的信道估计方法，其中，使用矩阵除法或者最小均方误差算法获得所述信道响应h1以及所述混叠信号响应h2。

(附记14)根据附记8所述的信道估计方法，其中，所述带有信道混叠的多载波信号在发射端和接收端之间采样频率不匹配(即存在时钟偏差)，系统误比特率低于预定值；

所述带有信道混叠的多载波信号在发射端和接收端之间采样频率匹配(即不存在时钟偏差)，随着采样相位的变化，系统误比特率的变化小于预定值。

(附记15)一种多载波系统的接收机，接收带有信道混叠的多载波信号，所述接收机包括如附记1至7任一项所述的抗混叠的信道估计装置。