用于在多天线OFDM系统中选取循环延迟的方法和系统与流程

优先权要求

本申请要求享有题为“Method and apparatus for transmitting pilots from multiple antennas(用于从多个天线传送导频的方法和装置)”并于2008年3月14日提交的美国临时专利申请S/N.61/036,895的优先权的权益，该申请实质上通过援引完全纳入于此。

技术领域

本公开的某些实施例一般涉及无线通信，尤其涉及一种为多天线传输选取恰当的循环延迟值以便准确估计信道增益的方法。

概述

某些实施例提供了一种在无线通信系统中传送导频的方法。该方法一般包括基于第一循环延迟生成给第一发射天线的第一导频，以及基于比第一循环延迟大至少循环前缀长度的第二循环延迟生成给第二发射天线的第二导频。

某些实施例提供了一种在无线通信系统中执行信道估计的方法。该方法一般包括获得包含第一和第二导频的第一输入样本，其中第一导频是基于第一循环延迟生成并且自第一发射天线发送的，第二导频是基于第二循环延迟生成并且自第二发射天线发送的，第二循环延迟比第一循环延迟大至少循环前缀长度，且这些第一输入样本是来自第一接收天线；以及处理这些第一输入样本以获得对于第一发射天线的第一信道估计和对于第二发射天线的第二信道估计。

某些实施例提供了一种用于在无线通信系统中传送导频的装置。该装置一般包括用来基于第一循环延迟生成给第一发射天线的第一导频的逻辑，以及用来基于比第一循环延迟大至少循环前缀长度的第二循环延迟生成给第二发射天线的第二导频的逻辑。

某些实施例提供了一种用于在无线通信系统中执行信道估计的装置。该装置一般包括用于获得包含第一和第二导频的第一输入样本的逻辑，其中第一导频是基于第一循环延迟生成并且自第一发射天线发送的，第二导频是基于第二循环延迟生成并且自第二发射天线发送的，第二循环延迟比第一循环延迟大至少循环前缀长度，且这些第一输入样本是来自第一接收天线；以及用于处理这些第一输入样本以获得对于第一发射天线的第一信道估计和对于第二发射天线的第二信道估计的逻辑。

某些实施例提供了一种用于在无线通信系统中传送导频的装置。该装置一般包括用于基于第一循环延迟生成给第一发射天线的第一导频的装置，以及用于基于比第一循环延迟大至少循环前缀长度的第二循环延迟生成给第二发射天线的第二导频的装置。

某些实施例提供了一种用于在无线通信系统中执行信道估计的装置。该装置一般包括用于获得包含第一和第二导频的第一输入样本的装置，其中第一导频是基于第一循环延迟生成并且自第一发射天线发送的，第二导频是基于第二循环延迟生成并且自第二发射天线发送的，第二循环延迟比第一循环延迟大至少循环前缀长度，且这些第一输入样本是来自第一接收天线；以及用于处理这些第一输入样本以获得对于第一发射天线的第一信道估计和对于第二发射天线的第二信道估计的装置。

某些实施例提供一种用于在无线通信系统中传送导频的计算机程序产品，包括其上存储有指令的计算机可读介质，这些指令可由一个或更多个处理器执行。这些指令一般包括用来基于第一循环延迟生成给第一发射天线的第一导频的指令，以及用来基于比第一循环延迟大至少循环前缀长度的第二循环延迟生成给第二发射天线的第二导频的指令。

某些实施例提供一种用于在无线通信系统中执行信道估计的计算机程序产品，包括其上存储有指令的计算机可读介质，这些指令可由一个或更多个处理器执行。这些指令一般包括用于获得包含第一和第二导频的第一输入样本的指令，其中第一导频是基于第一循环延迟生成并且自第一发射天线发送的，第二导频是基于第二循环延迟生成并且自第二发射天线发送的，第二循环延迟比第一循环延迟大至少循环前缀长度，且这些第一输入样本是来自第一接收天线；以及用于处理这些第一输入样本以获得对于第一发射天线的第一信道估计和对于第二发射天线的第二信道估计的指令。

附图简述

为了能详细地理解本公开上面陈述的特征所用的方式，可以参照实施例来对以上简要概述的进行更具体的描述，其中一些实施例在附图中图解。然而应该注意，附图仅图解了本公开的某些典型实施例，故不应被认为限定其范围，因为该描述可以准入其他同等有效的实施例。

图1图解根据本公开的某些实施例的示例无线通信系统。

图2图解根据本公开的某些实施例的用于时分双工(TDD)的示例正交频分复用/正交频分多址(OFDM/OFDMA)帧。

图3图解根据本公开的某些实施例的可以在无线通信系统内使用的示例发射机和示例接收机。

图4图解根据本公开的某些实施例的OFDM调制器的设计的框图。

图5图解根据本公开的某些实施例的循环延迟分集的示例。

图6图解根据本公开的某些实施例的用于一个OFDM码元的示例导频副载波结构。

图7图解根据本公开的某些实施例的在图3中的基站处的调制器的设计的框图。

图8图解根据本公开的某些实施例的用于为多输入单输出(MISO)或多输入多输出(MIMO)系统生成导频的过程。

图8A图解有能力执行图8中所图解的操作的示例组件。

图9图解根据本公开的某些实施例的信道估计器的设计的框图。

图10图解根据本公开的某些实施例的用于在MISO或MIMO系统中执行信道估计的过程。

图10A图解有能力执行图10中所图解的操作的示例组件。

详细描述

本文中使用措词“示例性”来表示“起到示例、实例、或例示的作用”。本文中描述为“示例性”的任何实施例不必被解释为优于或胜过其他实施例。

可以对多天线正交频分复用(OFDM)传输应用循环延迟分集(CDD)方案来提供更高的频率分集以及改善差错率性能。通过从多个天线传送经循环延迟的数据便可生成多条人为的信道路径。可以在接收机方使用已知导频或训练序列来执行对与这多个发射天线相关联的信道增益的估计。然而，在某些情形中，若经循环延迟的诸导频序列匹配信道剖视中诸路径延迟，则诸时域信道路径在接收机处不能被完全分离。

示例性无线通信系统

本文中所描述的技术可以用于各种宽带无线通信系统，其中包括基于正交多路复用方案的通信系统。此类通信系统的示例包括正交频分多址(OFDMA)系统、单载波频分多址(SC-FDMA)系统等。OFDMA系统利用正交频分复用(OFDM)，这是一种将整个系统带宽划分成多个正交副载波的调制技术。这些副载波也可以被称为频调、频槽等。有了OFDM，每个副载波就可以用数据独立调制。SC-FDMA系统可以利用交织式FDMA(IFDMA)在跨系统带宽分布的副载波上传送，利用局部式FDMA(LFDMA)在由毗邻副载波构成的块上传送，或者利用增强式FDMA(EFDMA)在多个由毗邻副载波构成的块上传送。一般而言，调制码元在OFDM下是在频域中发送的，而在SC-FDMA下是在时域中发送的。

基于正交多路复用方案的通信系统的一个具体示例是WiMAX系统。代表微波接入全球可互操作性的WiMAX是基于标准的宽带无线技术，它提供长距离上的高吞吐量宽带连接。当今有两种主要的WiMAX应用：固定WiMAX和移动WiMAX。固定WiMAX应用是点对多点的，其使得能够宽带接入例如住户和企业。移动WiMAX提供蜂窝网络在宽带速度的全移动性。

IEEE 802.16是为固定和移动宽带无线接入(BWA)系统定义空中接口的新兴的标准组织。这些标准定义了至少四个不同的物理层(PHY)和一个媒体接入控制(MAC)层。这四个物理层中的OFDM和OFDMA物理层分别是固定和移动BWA领域中最流行的。

图1图解可以在其中采用本公开的实施例的无线通信系统100的示例。无线通信系统100可以是宽带无线通信系统。无线通信系统100可以为各自由基站104服务的数个蜂窝小区102提供通信。基站104可以是与用户终端106通信的固定站。基站104也可以替换地用接入点、B节点、或其他某个术语称之。

图1描绘了遍布系统100的各种用户终端106。用户终端106可以是固定(即，静止)的或移动的。用户终端106可以替换地用远程站、接入终端、终端、订户单元、移动站、台、用户装备、订户站等称之。用户终端106可以是诸如蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、手持式设备、无线调制解调器、膝上型计算机、个人计算机等无线设备。

可以对无线通信系统100中在基站104与用户终端106之间的传输使用各种算法和方法。例如，可以根据OFDM/OFDMA技术在基站104与用户终端106之间发送和接收信号。如果是这种情形，则无线通信系统100可以被称为OFDM/OFDMA系统。

帮助进行从基站104向用户终端106的传输的通信链路可以被称为下行链路(DL)108，而帮助进行从用户终端106向基站104的传输的通信链路可以被称为上行链路(UL)110。替换地，下行链路108可以被称为前向链路或前向信道，而上行链路110可以被称为反向链路或反向信道。

蜂窝小区102可以被划分为多个扇区112。扇区112是蜂窝小区102内的物理覆盖区。无线通信系统100内的基站104可以利用将功率流集中在蜂窝小区102的特定扇区112内的天线。如此的天线可以被称为定向天线。

图2示出IEEE 802.16中用于时分双工(TDD)模式的示例帧结构200。传输时间线可以被分割成以帧为单位。每个帧可横跨预定历时，例如5毫秒(ms)，并且可以被分割成下行链路子帧和上行链路子帧。一般而言，下行链路和上行链路子帧可以覆盖帧的任何片断。下行链路和上行链路子帧可以由发射传输间隙(TTG)和接收传输间隙(RTG)分隔开。

可以定义数个物理子信道。每个物理子信道可以包括可以毗连、也可以跨系统带宽分布的副载波集。也可以定义数个逻辑子信道并且可以基于已知映射将其映射至物理子信道。逻辑子信道可以简化资源的分配。

如图2中所示，下行链路子帧可以包括前同步码、帧控制头部(FCH)、下行链路映射(DL-MAP)、上行链路映射(UL-MAP)、以及下行链路(DL)阵发。前同步码可以携带可以被订户站用来作帧检测和同步的已知传输。FCH可以携带用来接收DL-MAP、UL-MAP、以及下行链路阵发的参数。DL-MAP可以携带DL-MAP消息，该消息可以包括用于下行链路接入的各种类型的控制信息(例如，资源分配或指派)的信息元素(IE)。UL-MAP可以携带UL-MAP消息，该消息可以包括用于上行链路接入的各种类型的控制信息的IE。下行链路阵发可以携带给正被服务的订户站的数据。上行链路子帧可以包括上行链路阵发，后者可以携带被调度进行上行链路传输的订户站所传送的数据。

本文中所描述的导频传输技术既可以用于多输入多输出(MIMO)传输也可以用于多输入单输出(MISO)传输。这些技术还可以用于在下行链路以及上行链路上的导频传输。为了清楚起见，以下针对MIMO情形中下行链路上的导频传输来描述这些技术的某些方面。

图3示出作为图1中的基站之一和订户站之一的基站104和订户站106的设计的框图。基站104装备有多个(M个)天线334a到334m。订户站106装备有多个(R个)天线352a到352r。

在基站104处，发射(TX)数据处理器320可以接收来自数据源312的数据，基于一个或更多个调制和编码方案处理(例如，编码和码元映射)该数据，并提供数据码元。如在此所使用的，数据码元是对应于数据的码元，导频码元是对应于导频的码元，而码元可以是实数或复数值的。数据码元和导频码元可以是源于诸如PSK或QAM等调制方案的调制码元。导频可以包括为基站和订户站双方先验已知的数据。TX MIMO处理器330可以处理这些数据和导频码元并将M个输出码元流提供给M个调制器(MOD)332a到332m。每个调制器332可以处理其输出码元流(例如，用于实现OFDM)以获得输出样本流。每个调制器332可以进一步调理(例如，转换为模拟、滤波、放大、以及上变频)其输出样本流并生成下行链路信号。来自调制器332a到332m的M个下行链路信号可以分别经由天线334a到334m被发射。

在订户站106处，R个天线352a到352r可以接收来自基站104的这M个下行链路信号，且每个天线352可以将收到的信号提供给相关联的解调器(DEMOD)354。每个解调器354可以调理(例如，滤波、放大、下变频、以及数字化)其收到的信号以获得输入样本并且可以进一步处理这些输入样本(例如，用于实现OFDM)以获得收到码元。每个解调器354可以将收到数据码元提供给MIMO检测器360并将收到导频码元提供给信道处理器394。信道处理器394可以基于收到导频码元估计从基站104到订户站120的MIMO信道的响应并将MIMO信道估计提供给MIMO检测器360。MIMO检测器360可以基于此MIMO信道估计执行对收到码元的MIMO检测并提供检测出的码元，后者是对所传送的数据码元的估计。接收(RX)数据处理器370可以处理(例如，码元解映射和解码)检测出的码元并将解码出的数据提供给数据阱372。

订户站106可以评价信道状况并生成可以包括各种类型的信息的反馈信息。反馈信息和来自数据源378的数据可以由TX数据处理器380处理(例如，编码和码元映射)、由TX MIMO处理器382空间处理、并由调制器354a到354r进一步处理以生成R个上行链路信号，这些信号可以经由天线352a到352r被发射。在基站104处，来自订户站106的这R个上行链路信号可以被天线334a到334m接收、由解调器332a到332m处理、由MIMO检测器336空间处理、并由RX数据处理器338进一步处理(例如，码元解映射和解码)以恢复出订户站106发送的反馈信息和数据。控制器/处理器340可以基于该反馈信息来控制向订户站106的数据传输。

控制器/处理器340和390可以分别指导基站104和订户站106处的操作。存储器342和392可以分别存储供基站104和订户站106使用的数据和程序代码。调度器344可以基于接收自所有订户站的反馈信息来调度订户站106和/或其他订户站进行下行链路和/或上行链路上的数据传输。

IEEE 802.16对下行链路和上行链路利用正交频分多路复用(OFDM)。OFDM将系统带宽分割成多个(N_FFT个)正交副载波，它们也可被称为频调、频槽等。每一副载波可以用数据或导频调制。副载波的数目可以取决于系统带宽以及毗邻副载波之间的频率间隔。例如，N_FFT可以等于128、256、512、1024、或2048。这总共N_FFT个副载波可能仅其子集可供数据和导频传输使用，而其余副载波可以用作允许系统满足频谱框罩要求的保护副载波。在以下描述中，数据副载波是用于数据的副载波，而导频副载波是用于导频的副载波。OFDM码元可以在每个OFDM码元周期(或简称码元周期)中传送。每个OFDM码元可以包括用以发送数据的数据副载波、用以发送导频的导频副载波、和/或未用于数据或导频的保护副载波。

图4示出可以被包括在图3中的调制器332a到332m以及调制器354a到354r之中的每一个里的OFDM调制器400的设计的框图。在OFDM调制器400内，码元-副载波映射器410接收输出码元并将其映射到这总共N_FFT个副载波。在每个OFDM码元周期中，单元412用N_FFT点离散傅立叶逆变换(IDFT)将对应于这总共N_FFT个副载波的N_FFT个输出码元变换到时域并提供包含N_FFT个时域样本的有用部分。每个样本是要在一个码片周期中传送的复数值。并-串(P/S)转换器414将该有用部分中的这N_FFT个样本串行化。循环前缀生成器416复制该有用部分的最后N_CP个样本并将这N_CP个样本附加至该有用部分的前面以形成包含N_FFT+N_CP个样本的OFDM码元。每个OFDM码元由此包含有N_FFT个样本的有用部分和有N_CP个样本的循环前缀。循环前缀被用于对抗由于无线信道中的延迟张开所导致的码元间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)。

回到图3，在下行链路上，MIMO信道是由基站104处的这M个发射天线和订户站106处的这R个接收天线形成的。该MIMO信道是由M·R个单输入单输出(SISO)信道或即每一可能的发射和接收天线对一个SISO信道构成的。每个SISO信道的信道响应可以由时域信道冲激响应或对应的频域信道频率响应两者之中的任意一者来表征。信道频率响应是信道冲激响应的离散傅立叶变换(DFT)。

每个SISO信道的信道冲激响应可以由L个时域信道抽头来表征，其中L典型情况下比N_FFT小得多。即，若在发射天线处施加冲激，则在接收天线处关于该冲激激激励所取到的在采样率的L个时域样本将足以表征该SISO信道的响应。信道冲激响应所要求的信道抽头数目(L)取决于系统的延迟张开，后者是最早和最晚到达接收天线处的具有充分能量的信号实例之间的时间差。

每个SISO信道在对应于该SISO信道的发射天线与接收天线之间可能包括一条或更多条传播路径，其中这些传播路径是由无线环境所决定的。每条路径可以与特定的复增益和特定的延迟相关联。对于每条SISO信道，这L个信道抽头的复增益是由该SISO信道诸路径的复增益决定的。每条SISO信道因此有具有路径d₀到d_L-1的信道剖视，其中每条路径d_l的复增益可以是零或非零值。

循环延迟分集(CDD)可以被用于在MIMO传输中创生频率分集，这可以改善差错率性能。有了循环延迟分集，给每个发射天线的OFDM码元可以如下所描述地被循环延迟不同的量。M个不同的经循环延迟的信号可以从这M个发射天线被发射。然而，循环延迟分集在一些情形中可能不利地影响MIMO信道估计。特别是，如果经循环延迟的信号匹配信道剖视中的路径延迟，则也许不可能将诸路径分离开。例如，对于给定的接收天线，或许不可能确定对应于2样本延迟的复增益是源于(i)来自没有循环延迟的发射天线0且经由有2样本延迟的路径接收到的下行链路信号，还是(ii)来自有1样本循环延迟的发射天线1且经由有1样本延迟的路径接收到的下行链路信号，还是(iii)来自有2样本循环延迟的发射天线2且经由没有延迟的路径接收到的下行链路信号。

如果信道剖视具有路径d₀到d_L-1且如果来自这M个发射天线的M个下行链路信号具有t₀到t_M-1的循环延迟，则在(d_l+t_m)mod T_S对索引l和m的所有值各不相同的情况下，每个SISO信道的L个信道抽头能被无歧义地确定，其中l＝0,...,L-1，m＝0,...,M-1，T_S是有用部分的历时且等于N_FFT个样本，并且“mod”标示取模运算。该条件对全频率重用也适用。

对于某些实施例，每个发射天线(具有0循环延迟的那一个发射天线除外)的循环延迟t_m可以被选择成等于或大于该系统中的最大预计延迟张开。循环前缀长度N_CP可以被选择成使其等于或大于该系统中的最大预计延迟张开，从而使得L≤N_CP。因此，对于某些实施例，用于每个发射天线的循环延迟可以被如下选择：

其中N_C,0≥0，且对于有N_C,i≥N_CP。

图5示出式(1)在N_C,0＝0且对于i＝1,...,M-1有N_C,i＝N_CP时的一个示例性情形下的循环延迟分集，其中M＝4个发射天线。发射天线0具有为0的循环延迟，且对于该发射天线，有用部分被循环移位/延迟0个样本。发射天线1具有为N_CP的循环延迟，且对于该发射天线，有用部分被循环移位N_CP个样本。发射天线2具有为2·N_CP的循环延迟，且对于该发射天线，有用部分被循环移位2·N_CP个样本。发射天线3具有为3·N_CP的循环延迟，且对于该发射天线，有用部分被循环移位3·N_CP个样本。

按照式(1)，用于这M个发射天线的循环延迟可以被选择为：

t_m+1-t_m≥N_CP，m＝0,...,M-2, (2)

同时t_M-1≤N_FFT-N_CP。

式(2)中的这种设计确保d_l+t_m对l和m的所有值各不相同。由此对来自所有M个发射天线的所有L条路径的无歧义的信道估计(其被称为完全信道估计)将变成可能。若用于这M个发射天线的循环延迟被标准化或先验已知，则无需显式地为这些循环延迟发送信令。

基站104可以用帮助订户站106进行完全信道估计的方式来从这M个发射天线传送导频码元。导频码元可以在S个副载波k₀到k_S-1上发送，其中一般S≤N_FFT。这S个导频副载波可以如下所描述地确定。

可以定义有个系数的集合如下：

其中对于m＝0,...,M-1，有l＝0,...,N_C,m-1，且N_C,m≥N_CP，q＝l·M+m＝0,...,Q-1，并且b_q是该集合中的第q个系数。由于L≤N_CP，可能有少于N_CP个信道抽头。可以使用取阈来将不存在的信道抽头消零。

可以为这S个导频副载波定义S×Q矩阵B，如下：

其中是矩阵B的第i行第q列中的元素，其中i＝0,...,S-1并且q＝0,...,Q-1。

完全信道估计的充分条件是矩阵B的秩等于L·M。这导出要b_q各不相同的必要条件，这意味着d_l+t_m在对T_S取模的情况下应各不相同。

该系统可以与全频率重用一起操作，且每个蜂窝小区可以在所有总共N_FFT个副载波(保护副载波除外)上传送。对于全频率重用，导频码元可以在能用于传输的每个副载波上发送，或即S＝N_FFT，且矩阵B可以是具有以下形式的S×S范德蒙(Vandermonde)矩阵V：

对于全频率重用，要b_q各不相同这一必要条件足以允许实现完全信道估计。即使一些副载波被保留用于保护，但所有其他副载波都被使用且有多于Q个这样的副载波，由此矩阵V将为满秩。

该系统可以与部分频率重用一起操作，且每个蜂窝小区可以在总共N_FFT个副载波的子集上传送。例如，在部分频率重用因子为3的情况下，每个蜂窝小区可以在总共N_FFT个副载波的约三分之一上传送。对于部分频率重用，导频码元可以在总共N_FFT个副载波的子集上发送，矩阵B可以是范德蒙矩阵的子矩阵，且要b_q各不相同这一必要条件或许是不充分的。然而，这S个导频副载波k₀到k_S-1可以被选择成使得该必要条件对于实现全信道估计是充分的。

对于某些实施例，这S个导频副载波可以相隔p个副载波，其中p是不能将N_FFT除尽的质数。这些导频副载波可以被选择如下：

k_i＝i·p，i＝0,...,S-1, (6)

其中k_i是第i个导频副载波的索引，并且标示求基限(floor)运子。

图6示出对应于式(6)中所示的设计的用于一个OFDM码元的示例导频副载波结构。在该示例中，p＝3且各导频副载波相隔三个副载波。导频码元可以在副载波0、3、6等上发送。可以对这M个发射天线之中的每一个使用相同的导频副载波集，如图6中所示。具有这些导频副载波的OFDM码元可以用于图2中所示的前同步码或其他某种OFDM码元。

对于式(6)中所示的设计，矩阵B是与S×S范德蒙矩阵当中前Q列由q＝0,...,Q-1的元素构成、且第Q列第S列的元素用全都不同于这些元素之中每一个的任何元素构成的一样。由此完全信道估计在以下条件下变成可能：

1.p·(d_l+t_m)mod N_FFT对l和m的所有值应当是各不相同的，并且

2.矩阵B中的行数S应等于或大于矩阵B中的列数Q，或即S≥Q。

如果p为不能除尽N_FFT的质数且N_FFT/p≥Q，就可满足以上两个条件，不管循环前缀长度L如何皆是如此。然而，N_CP的最大值(N_CP,max)可能受到副载波总数(N_FFT)、发射天线数目(M)、以及导频副载波间隔(p)的限制如下：

例如，对于M＝2、N_FFT＝1024且p＝3的情形，N_CP,max＝170。对于该示例可以选择循环前缀长度为128。作为另一示例，对于M＝2、N_FFT＝1024、且p＝3的情形，N_CP,max＝85。对于该示例可以选择循环前缀长度为64。作为又一示例，对于M＝2、N_FFT＝1024且p＝5的情形，N_CP,max＝102。对于该示例可以选择循环前缀长度为64。

导频副载波间隔可以基于在M个发射天线上应用的循环延迟长度以及副载波总数N_FFT来选择如下：

图7示出图3中基站104处调制器332a到332m的设计的框图。为了简单起见，图7仅示出为这M个发射天线生成导频的处理。在用于发射天线0的调制器332a内，码元-副载波映射器710a将导频码元映射至导频副载波(例如，如式(6)中所示那样确定的)并将零码元映射至其余副载波。IDFT单元712a对这N_FFT个导频及零码元执行N_FFT点IDFT并提供N_FFT个时域样本。P/S转换器714a将这N_FFT个样本串行化。对于某些实施例，循环延迟单元716a将这N_FFT个样本为发射天线0循环移位N_C,0个样本。循环前缀生成器718a附加循环前缀并提供包括给发射天线0的第一导频的OFDM码元。

调制器332b可以类似地生成包括给发射天线1的第二导频的OFDM码元。然而，循环延迟单元716b将这N_FFT个样本为发射天线1循环移位N_C,0+N_C,1≥N_CP个样本。每个其余的调制器332可以类似地生成包括给其发射天线的导频的OFDM码元，但是可以将这N_FFT个样本为发射天线m循环移位个样本，其中m＝0,1,...,M-1。

图8示出了用于为MISO或MIMO系统生成导频的过程800的设计。过程800可以由基站104执行以用于下行链路上的导频传输，由订户站106执行以用于上行链路上的导频传输，或者由其他某个实体执行。

在810，可以基于第一循环延迟——例如零个样本的循环延迟来生成给第一发射天线的第一导频。在820，可以基于长度比第(m-1)循环延迟长度大至少循环前缀长度N_CP的第m循环延迟来生成给第m个发射天线的第m个导频序列，其中m＞1。对于某些实施例，用于每个发射天线的循环延迟是如由式(1)所示地给出的，其中N_C,0＝0且对于有N_C,m＝m·N_CP给更多发射天线的更多导频可以基于合适的循环延迟来生成。

在810，可以生成包括第一导频的第一样本序列并将其循环延迟第一循环延迟。包括第一导频且具有第一循环延迟的第一OFDM码元可以基于经循环延迟的第一样本序列来生成。在820，可以生成包括第m导频的第m样本序列并将其循环地延迟第m循环延迟，其中m＞1。包括第m导频且具有第m循环延迟的第m OFDM码元可以基于经循环延迟的第m样本序列来生成，其中m＞1。对于第一OFDM码元，导频码元可以被映射至相隔p的副载波，其中p可以是不能除尽N_FFT的质数。对于第m OFDM码元，导频码元可以被映射至相隔p的副载波，其中m＞1。相同的导频副载波集可以被用于所有的OFDM码元。导频副载波数目(S)可以等于或大于M·N_CP。导频副载波间隔(p)可以如式(8)中所示地选择。

订户站106可以推导出对基站104与订户站106之间的MIMO信道中这M·R个SISO信道之中每一个的信道估计。对于每一接收天线，订户站106可以获得来自S个导频副载波的S个收到导频码元，并且可以移除导频调制以获得对这S个导频副载波的S个观测。每一接收天线j的S个观测可以被表达为：

y_j＝B h_j+n， (9)

其中y_j是接收天线j上对这S个导频副载波的S×1观测向量，B是式(4)中所定义的S×Q矩阵，h_j是关于这M个发射天线的Q×1信道增益向量，并且n是S×1噪声向量。

向量h_j包括个元素h_j,0到h_j,Q-1。前N_C,0≥N_CP个元素h_j,0到是关于发射天线0的信道增益，接下来N_C,1≥N_CP个元素到是关于发射天线1的信道增益，依此类推，并且最后N_C,M-1≥N_CP个元素到h_j,Q-1是关于发射天线M-1的信道增益。h_j的估计可以基于各种技术从y_j获得。在一个设计中，h_j的估计可以基于诸如最小均方误差(MMSE)技术之类从y_j获得，如下：

其中且是h_j的估计。

可以对每个接收天线执行相同处理以获得对这M个发射天线与该接收天线之间的M个SISO信道的M个信道估计。

图9示出信道估计器900的设计的框图。在信道估计器900内，R个单元910a到910r分别从R个接收天线0到R-1获得对应于这S个导频副载波的S个收到导频码元。每个单元910移除来自其接收天线的这S个收到导频码元上的导频调制并提供S个观测。导频调制移除可以通过将每个收到导频码元乘以所传送的导频码元的复共轭来达成。R个信道估计器912a到912r分别接收来自单元910a到910r的S个观测。每个信道估计器912例如像式(10)中所示之类那样推导出对关于其接收天线j的h_j的估计，并提供R个分用器(Demux)914a到914r分别从信道估计器912a到912r接收每个分用器914分用中的信道增益并提供对于这M个发射天线的M个信道估计。

图10示出了用于为MISO或MIMO系统执行信道估计的过程1000的设计。过程1000可以由订户站106执行用于下行链路信道估计，由基站104执行用于上行链路信道估计，或者由其他某个实体执行。在1010，M个经循环延迟的导频序列可以从M个发射天线被发射，其中第m导频序列是基于长度比第(m-1)循环延迟长度至少大循环前缀长度N_CP的第m循环延迟(m＝1,...,M)来循环延迟的。

在1020，可以为所有R个接收天线处理收到样本以获得对于M个被利用的发射天线的估计信道增益。一般而言，收到样本可以从任何数目的接收天线获得并被处理来为每一接收天线获得对于任何数目个发射天线的信道估计。在1020，可以处理收到样本来获得对导频副载波的观测，例如通过(1)对收到样本执行OFDM解调以获得对应于这些导频副载波的收到导频码元以及(ii)从这些收到导频码元移除导频调制以获得对这些导频副载波的观测来作此处理。可以处理这些观测(例如，基于如式(10)中所示的MMSE技术)来获得对于所有被利用的发射天线的信道估计。

上面描述的方法的各种操作可以由与附图中所图解的装置加功能框相对应的各种硬件和/或软件组件和/或模块来执行。例如，图8中所图解的框810-820对应于图8A中所示的装置加功能框810A-820A。类似地，图10中所图解的框1010-1020对应于图10A中所图解的装置加功能框1010A-1020A。更一般化地，在图中图解的方法具有相应的配对装置加功能附图的场合，操作框对应于具有相似编号的装置加功能框。

结合本公开描述的各种说明性逻辑框、模块、以及电路可以用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件(PLD)、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其设计成执行本文中描述的功能的任何组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，处理器可以是任何市售的处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或更多个微处理器、或任何其他此类配置。

结合本公开描述的方法或算法的步骤可以直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中实施。软件模块可以驻留在本领域所知的任何形式的存储介质中。可以使用的存储介质的一些示例包括随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、闪存、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM等。软件模块可以包括单条指令、或许多条指令，且可以分布在若干不同的代码段上、分布在不同的程序之间、以及跨多个存储介质分布。存储介质可以耦合到处理器以使得该处理器能从/向该存储介质读和写信息。在替换方案中，存储介质可以被整合到处理器。

本文中所公开的方法包括用于达成所描述的方法的一个或更多个步骤或动作。这些方法步骤和/或动作可以彼此互换而不会脱离权利要求的范围。换言之，除非指定了步骤或动作的具体次序，否则具体步骤和/或动作的次序和/或使用可以修改而不会脱离权利要求的范围。

所描述的功能可以在硬件、软件、固件、或其任何组合中实现。如果在软件中实现，则各功能可以作为一条或更多条指令存储在计算机可读介质上。存储介质可以是能被计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限定，这样的计算机可读介质可以包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或者能被用来携带或存储指令或数据结构形式的合需程序代码且能被计算机访问的任何其它介质。如本文中所使用的碟和盘包括压缩盘(CD)、激光盘、光盘、数字多功能盘(DVD)、软碟、和盘，其中碟常常用磁的方式再现数据，而盘用激光以光学方式再现数据。

软件或指令也可以在传输介质上传送。例如，如果软件是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术从web网站、服务器、或其它远程源传送而来，则该同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术就被包括在传输介质的定义之中。

此外，应领会，用于执行本文中所描述的方法和技术的模块和/或其他恰当装置可以在适用情况下由用户和/或基站下载和/或以其他方式获取。例如，如此的设备可以被耦合至服务器来帮助转送用于执行本文所描述的方法的装置。替换地，本文中所描述的各种方法可以经由存储装置(例如，RAM、ROM、诸如压缩盘(CD)或软碟之类的物理存储介质等)来提供，以使得一旦将该存储装置耦合到或提供给用户终端和/或基站，该设备就能获得各种方法。此外，可以利用用于向设备提供本文中所描述的方法和技术的任何其他合适的技术。

应该理解的是权利要求并不被限定于以上所例示的精确配置和组件。可以在上面所描述的方法及装置的布局、操作和细节上作出各种修改、更换和变形而不会脱离权利要求的范围。