模分复用无源光网络的制作方法

本发明涉及无源光网络。特别地，本发明涉及模分复用无源光网络，其中少模光纤(fewmodefibre，fmf)被用来输送被选择性地传递到多个最终用户的光信号。

背景技术：

模分复用(modedivisionmultiplexing，mdm)技术是潜在的下一代解决方法，用具成本效益的方式来改善光接入网的容量并且提供与旧标准单模光纤光网络的向后兼容性。理论上，通过使用少模光纤(few-modefibre，fmf)来引导n种独立模式能够获得n倍(n-fold)的容量增加。然而，在fmf中发现了两种效应，所述效应削弱信号，因而需要解决所述效应以便达到全容量。这些效应是(i)线性模态耦合(串扰)和(ii)差模延迟。在长距离应用上，这些效应之间的相互作用通常需要使用相干接收器，以便能够通过数字信号处理(digitalsignalprocessing，dsp)来减轻所述效应。

在图1中示出了支持6种模式(lp01、lp11a、lp11b、lp21a、lp21b、lp02)的已知mdm无源光网络(pon)的基本体系结构100。在输入(发射器)侧，有六个光线路终端(opticallineterminal，olt)102，所述光线路终端位于同一设施(常常被称作中央局(centraloffice，co))中。在输出(接收器)侧，有六个光网络单元(opticalnetworkunit，onu)104，所述光网络单元通常分布在不同的物理位置。

通过相应的单模光纤(singlemodefibre，smf)108将每个olt连接到发射器侧模式复用器106。模式复用器组合来自olt102的信号并且在少模光纤(fmf)110上传输所述信号。在接收器侧，模式分用器112提取每个相关信号并且经由相应的单模光线114将信号输出到相应的onu104。

图1中的系统将在单模光纤无源光网络中没有遭遇的新损伤引入到所传输的信号，即：

·模式复用器108和模式分用器112能够引入不可忽略量的串扰；

·fmf110能够在不同线性极化(linearlypolarized，lp)模式对之间引入不同的差模延迟和不同的串扰电平。

对于非简并lp模式对，例如lp01与lp11a或lp01与lp11b，串扰强度可低至-40db/km(例如，在20km处为-27db)，但是差模延迟可高达1000ps/km。相比之下，对于简并lp模式对，例如lp11a与lp11b或lp21a与lp21b，串扰强度会更高，以使得能够在几十千米之后实现完全混合，而差模延迟可低于1ps/km。

简并模式和非简并模式的不同效应能够通过考虑用于fmf110的传递矩阵来理解。fmf能够模型化成n个部分(section)，其中通过一个引入串扰的酉矩阵xt和一个对角矩阵dmd来模型化每个部分，对角矩阵的对角元素引入模式延迟。图2示出了用于fmf的第i个部分的这些矩阵的实例。

一般来说，每当差模延迟不可忽略时，光纤矩阵hfmf(ω)＝xt1dmd1…xtndmdn取决于频率。由于对于非简并lp模式对情况常常如此，因此完全光纤矩阵取决于频率。

在已知mdm技术中，通常将在检测所有模式之后在电域中进行信道估计/反转。然而，在图1中所描述的体系结构中，将独立地检测模式，这意味着在接收器端使用dsp不切实际或不可能。这意味着，如果要使用此检测技术，那么信道估计/反转必须在发射器端进行。

co处的信道估计需要olt之间的通信/合作(通过底板实现)和导频信号的上游传输(此对于每个模式必须不同)。这样，不同的olt会接收导频信号的不同组合，导频信号在组合时允许估计信道矩阵和后续预补偿。然而，此布置的缺点包括没有向后兼容性和需要昂贵的相干接收器。

技术实现要素：

最一般的，本发明建议用于光域中的信道估计/反转的技术。应了解，本发明在短距离应用中会特别有效，在短距离应用中，串扰与差模延迟之间的相互作用的影响在一定程度上可以容忍并且无需使用dsp即可在光域中减轻。本发明允许关于olt和onu的完全向后兼容性。

根据本发明，提供一种模分复用无源光网络，所述模分复用无源光网络包括：多个输入信道，所述多个输入信道中的每个输入信道(例如，光线路终端(olt))被布置成输送处于多种模式(例如，不同的线性极化模式)中的不同模式下的光信号；光传递单元，所述光传递单元包括：复用器，具有多个输入端口和输出端口，其中所述多个输入端口中的每个输入端口连接到所述多个输入信道中的相应一个输入信道；光纤(例如，少模光纤)，具有连接到所述输出端口的上行链路端，其中所述光纤被布置成从所述复用器接收与来自所述多个输入信道的所述光信号对应的模式复用信号；分用器，具有输入端口和多个输出端口，其中所述输入端口连接到所述光纤的下行链路端，并且其中所述分用器被布置成在所述多个输出端口中的每个输出端口之间划分所述模式复用信号；多个输出信道(例如，对应于或连接到光网络单元(onu))，所述多个输出信道中的每个输出信道连接到所述多个输出端口中的相应一个输出端口，并且被布置成输送由所述多个输入信道输送的处于所述多种模式中的不同模式下的光信号；以及光均衡器，被布置成在具有不同模式的光信号之间传递功率，以补偿所述不同模式之间的串扰。在此系统中，对串扰的补偿是例如通过在必要时使用所述光均衡器来调试所述光信号而在所述光域中发生。

所述光均衡器可用以补偿上行链路信号与下行链路信号。因此，所述光均衡器可存在于所述输入信道与所述输出信道处。在所述输入信道上，在跨所述光传递单元的传输之前。所述光均衡器可与所述复用器和/或所述分用器组合，或所述光均衡器可以是独立组件。

所述网络可包括控制器，所述控制器被布置成基于所述光传递单元的串扰特性控制所述光均衡器。所述串扰特性能够由考虑了串扰和差模延迟的传递矩阵表示。优选地，所述串扰特性是基于以下假设：所述多种模式中的每一对简并模式之间的串扰主要仅在所述简并模式对之间出现。另外，所述串扰特性有可能基于以下假设：来自非简并模式的串扰可以忽略，并且简并模式之间的差时延迟非常小。以此为基础，所述光均衡器能够布置成仅补偿被布置成以简并模式输送光信号的输入信道和/或输出信道上的光信号。

所述网络可以包括检测器，所述检测器被布置成检测由所述光传递单元以所述多种模式中的每个简并模式传输的导频信号，其中所述控制器被布置成基于所述检测到的导频信号连同所述串扰特性来控制所述光均衡器。换句话说，所述导频信号的行为可以指示所述串扰特性，并且因此，用于所述光均衡器的设置可由所述控制器根据所述检测到的导频信号推断。

所述光均衡器可被布置成在其耦合到模式展现串扰的输入信道和/或输出信道中时控制与每一对简并模式中的至少一种模式相应的光信号的幅度和相位。因此，如果所述串扰特性指示串扰仅在简并模式对之间出现，那么所述光均衡器可以具有2×2配置，其中从所述光传递单元(复用器或分用器)输出的每一对简并模式均耦合到输入信道或输出信道以用于输送那些简并模式中的一种。所述光均衡器可以控制所述简并模式中的一种模式的幅度和相位。这一信号可以理解为对最终由各个输入信道或输出信道输送的光信号的补偿信号。

所述光均衡器可以包括蝶形fir滤波器，所述蝶形fir滤波器被布置成产生相应的补偿信号。

所述复用器和所述分用器可以设计成引入可忽略的串扰。然而，在一个实施方案中，所述光均衡器可以布置成例如通过引入n×n配置来补偿由所述复用器和/或所述分用器引入的所述不同模式之间的串扰，在n×n配置中，来自所述光传递单元的每个模式输出被分别耦合到所述多个输入信道中的每个输入信道和/或所述输出信道中。

所述导频信号可被引入到输送简并模式的每个信道中。举例来说，光源可经耦合以将所述导频信号引入到所述多个输入(或输出)信道中的被布置成以简并模式输送光信号的每个输入(或输出)信道。可选地，调制器可设置在所述多个输入(或输出)信道中的被布置成以简并模式输送光信号的每个输入(或输出)信道上，其中所述调制器被布置成通过改变由其相应的输入信道输送的所述光信号的所述相位或强度来引入所述导频信号。

附图说明

在下文参考附图来讨论本发明的实例，在所述附图中：

图1是上文所讨论的模分复用无源光网络(mdm-pon)的已知体系结构的示意图；

图2是对上文也已经讨论的光纤模型传递矩阵的部分i的说明；

图3是作为本发明的实施方案的mdm-pon体系结构的示意图；

图4示出了比较有补偿和无补偿时的系统性能的不同方面的多个图形；

图5是示出随串扰变化的无错带宽的图形；

图6是示出了适合本发明使用的复用器和分用器的配置的示意图；

图7是示出了适合本发明使用的光fir滤波器的配置的示意图；以及

图8图解了适合本发明使用的导频信号产生方案。

具体实施方式

本发明基于以下认同：在典型fmf中，简并模式之间的差模延迟通常极低(～1ps/km)。这意味着xti的与这些模式相关(例如，与lp11a和lp11b或lp21a和lp21b相关)的矩阵项对频率的依赖性低。这些项主要负责引入如上文所解释的串扰。在本发明中，建议通过仅补偿在简并模式之间出现的串扰，即在图2中的方框201、202、203、204中所突出显示的项，来减轻串扰。补偿信号能够使用一个抽头的光均衡器来控制。

图1所示的模式复用器108和模式分用器112的串扰特性能够用相应的酉矩阵(例如hmux和hdemux)来描述。在求逆之后，这些矩阵能够用以完全补偿模式混合。然而，通过适当地设计本领域技术人员已知的模式复用器108和模式分用器112，在非简并lp模式之间引入的串扰可缩减到小于-20db，这意味着，出于本发明的目的，能够将串扰视为可忽略的。在这种情况下，仅需要补偿简并lp模式之间的串扰。

图3示出了用于模分复用无源光网络的体系结构300，其为本发明的实施方案。

和图1类似，所示的体系结构300支持6种模式(lp01、lp11a、lp11b、lp21a、lp21b、lp02)，但是本发明不必限于此情况。在输入(发射器或上行链路)侧，有六个光线路终端(olt)302，所述光线路终端位于中央局中。在输出(接收器或下行链路)侧，有六个光网络单元(onu)304，所述光网络单元分布在不同的物理位置。

每个olt通过各个单模光纤(smf)308连接到模式复用器306。模式复用器306组合来自olt302的信号并且在少模光纤(fmf)310上传输所述信号。在接收器侧，模式分用器312提取每个相关信号并且经由各个单模光纤314将信号输出到相应的onu304。

在此体系结构中，由用于下行链路的紧接模式分用器312的下行链路光均衡器316以及由用于上行链路的紧接模式复用器306的上行链路光均衡器318来实施信道估计/反转，但是本发明不必限于此布置。举例来说，信道估计/反转过程皆可以位于模式复用器306中。

下行链路光均衡器316和上行链路光均衡器318被布置成使用两个光蝶形有限冲激响应(finiteimpulseresponse，fir)滤波器来部分补偿由模式复用器306、fmf310和模式分用器312引入的串扰。短语“部分补偿”指的是仅以简并模式进行补偿的概念。

如上文所解释，简并模式对之间的差模延迟非常低，并且简并模式之间的功率交换优先。此情况允许将光纤传递矩阵近似为：

h′fmf＝t′1dmd′1…xt′idmd′i…xt′ndmd′n(1)

其中

并且

并且

τlp11≈τlp11a≈τlp11b

τlp21≈τlp21a≈τlp21b

根据(1)，两个光蝶形fir滤波器能够配置成输出均衡响应heq，所述均衡响应描述简并lp模式之间的串扰，其中

heq＝(hmux)^-1(h′fmf)^-1(hmux)^-1。

关于非简并模式对，差模延迟会非常高，由此将不可能用一个抽头来补偿其耦合，但是因为串扰强度低，所以差模延迟在无补偿时可以忍受。

蝶形fir滤波器起作用以将信号耦合到每个简并模式对以重新平衡简并模式之间的功率，以便补偿上文所讨论的串扰效应。使用在模式分用器312和模式复用器306处接收到的导频信号320来调适fir滤波器系数。所述导频信号可以在模式分用器312和模式复用器306处或在olt302/onu304处传输。

图4和5表示在布置与图3所示的布置类似的模拟模型上执行的测试的结果，其中mdm系统被布置成支持3种模式(lp01、lp11a、lp11b)，以使得多个10gbps强度调制直接检测(intensitymodulateddirectdetected，im/dd)系统(每种模式一个)能够彼此独立地操作。

在所述模拟中，由光纤引入的串扰在-40db/km到-15db/km范围中，并且假设模式复用器和模式分用器各自引入-20db的串扰。假设fmf在每一非简并模式对(lp01与lp11a/b)之间引入1000ps/km的差模延迟以及在简并模式(lp11a与lp11b)之间引入1ps/km的差模延迟。最后，为了评估光纤传递矩阵系数的频率相关性，在1547.5nm下进行估计，并且以在1530nm到1565nm范围中的不同波长来传输10gbpsim/dd信道。

图4呈现两行三个图形。顶部行的图形分别示出了当施加补偿时的q因数、眼开启度(eyeopening)和位误差率(biterrorrate，ber)。底部行的图形示出了无补偿时的相同参数。基于信道波长与估计波长之间的3nm波长间隔计算出了这些图形。对于估计波长左右的正和负波长偏移产生类似图形。

图4中的结果示出了，考虑到3nm失谐，所建议的补偿方法允许fmf的无错传输，从而呈现低于-25db/km的串扰。换句话说，此类fmf允许利用仅两个蝶形fir滤波器而实现1547nm左右的10nm带宽范围中的有效串扰减轻。

图5示出了随fmf串扰变化的无错带宽。结果展示，对于呈现高达-25db/km(根据文献的高值)的串扰强度的光纤，所建议的方法将能够补偿简并模式之间在5nm范围中的串扰。另一方面，对于串扰为大约-34db/km的光纤，所建议的方法将能够补偿简并模式之间在32nm范围中(即整个扩展的c带(c-band))的串扰。

根据下面的表1，fmf能够设计成支持6种模式，串扰等于-30.21db/km。考虑到这一串扰值，图5示出了建议的系统(至少用于3种模式)可以仅适用两个蝶形fir滤波器来实现14nm范围中的无错执行。

表1：文献中提供的若干fmf的性质

如果需要mdm-pon来支持更宽的带宽(例如，如果给定大量wdm信道)，那么能够使用以不同波长(相隔14nm)操作的两对蝶形滤波器将系统带宽倍增到28nm。

类似地，如果模式分用器312和模式复用器306引入比-20db高的串扰，那么可能需要使用6×6光fir滤波器来提供必要补偿。

下面讨论图3所示的布置的实际实施。

图6图解了使用相位板实施的模式选择复用器和模式选择分用器的自由空间光配置。本发明不必限于这种设置。举例来说，可使用最优光子灯来保证模式选择操作。

图7示出了光蝶形fir滤波器的两个可能布置。因此，蝶形fir滤波器能够使用基于马赫-曾德尔干涉仪(mach-zehnderinterferometer，mzi)的集成全光开关、使用可变光放大器(variableopticalamplifier，voa)或半导体光放大器(semiconductoropticalamplifier，soa)和移相器(phaseshifter，ps)来组装。

图8示出了可供本发明使用的不同类型的导频信号/音方案。图8示出了针对下行链路的用于在模式复用器输入端处引入导频信号以供在模式分用器输出端处检测的方案。可以理解，可为上行链路提供相反的类似布置。

在图8(a)中，将cw载波(具有不同波长)添加到数据载波。cw载波是在模式复用器处、仅在lp11a模式端口和lp21a模式端口处引入。在模式分用器输出端口处，lp11b和lp21b端口处的cw载波被告比的抽头之后被滤除，并且使用低速检测器直接检测到，例如如图8(c)所示。检测器输出由反馈回路电路325使用以控制蝶形系数。

图8(b)示出了用于使用相位调制器或强度调制器产生导频音的方案。此处，在模式复用器输入端处使用调相器或调幅器将低频导频音添加到lp11a和lp11b中的数据载波。在模式分用器输出端口处，在高比抽头之后检测到lp11b和lp21b输出端口处的数据载波，从而允许检测和提取导频音，如图8(c)所示。所提取的导频音的功率将由反馈回路电路325使用以控制蝶形系数。

可选地，替代依赖于导频音/信号，模式分用器的lp11b和lp21b输出端口处的数据载波能够全部局部地接收，以使得眼开启度能够用以控制蝶形系数。

上文所讨论的本发明可以提供两个主要优点。第一，本发明提供关于已经安装的olt、onu和其间安装的光纤的全向后兼容性。第二，本发明依靠非复杂设置中的缩小数目个简单光组件，从而以低成本实现大量生产。

此外，本发明对于无源光网络的制造商是有利的，这是因为本发明允许通过在中央局与供应位置之间安装单个光纤而使网络的容量按给定数目种模式(等于或大于3)增大，所述安装无需移除已有的组件或光纤。