用于生成具有可调节长度、正交性和局部化性质的脉冲波形的方法与流程

本发明涉及用于生成脉冲波形的方法、通过执行该方法生成的脉冲波形、被配置成执行该方法的多载波调制系统、脉冲波形在多载波调制系统中的应用、用于执行该方法的计算机程序以及包括多载波调制系统和通信设备的系统。具体地，本发明的各个方面涉及基于滤波器组多载波(filterbankmulticarrier，fbmc)系统的无线通信，特别是用于qam符号传输。此外，本发明适用于集中于支持增强型移动宽带(enhancedmobilebroadband，embb)、海量机器类型通信(massivemachine-typecommunication，mmc)以及超可靠和低延迟通信(ultra-reliableandlow-latencycommunication，urc)的前向兼容5g空中接口。本发明可以用于多输入多输出(multipleinputmultipleoutput，mimo)信道。
背景技术：
在现实世界中，物理信道暴露于两种色散，即由于多径传播引起的时间色散和由于多普勒频移引起的频率色散。关于时间色散，由于多径传播，当信号——无论其具有电磁波形式还是声波形式——在无线通信系统中从发送器发送到接收器时，其可能与环境中的对象交互。由于这样的交互，接收器可能会接收到原始信号的多个副本，每个副本具有其自己的传播延迟和衰减因子。该情况被称为多径传播。多径传播可能导致时域中的符号间干扰(inter-symbolinterference，isi)，这与频域中的频率选择性相关。此外，关于频率色散，由于多普勒频移，当发送器、接收器与干扰对象之间的相对距离变化时，波的频率可能会发生移位。该效应被称为多普勒频移，其可能导致载波间干扰(inter-carrierinterference，ici)。事实上，在现实世界中，如果信号在线性时变(lineartime-variant，ltv)信道h(t,τ)内传播，则发送信号s(t)遭受多径传播和多普勒频移两者。当贯穿本专利申请将广义算子表示为并且忽略加性噪声时，接收信号r(t)为如果被建模为广义平稳不相关散射(wide-sensestationarywithuncorrelatedscattering，wssus)，则对应的信道散射函数可以由下式给出：在本专利申请中，为了简化分析，在本申请的其余部分中忽略系统因果性。此外，图1中示出了多载波(multicarrier，mc)调制的基本理念，其中，示出了主要理念是将具有高频率选择性的宽带信道划分成具有几乎平坦的频率响应的m个窄带子信道。此外，g(t)和γ(t)分别表示发送原型滤波器和接收原型滤波器。为了对发送信号s(t)进行建模，首先将qam符号采样网格定义为具有密度条件tf≥1的(t,f)，其中，t表示信号的符号持续时间，f表示载波间间隔。然后，s(t)由下式给出：其中，gm，n(t)是被定义为gm，n(t)＝g(t-nt)ej2πmf(t-nt)的发射滤波器组。在接收器侧，通过将接收信号r(t)与接收滤波器组γm，n(t)＝γ(t-nt)ej2πmf(t-nt)进行相关来获得解调符号即g(t)和γ(t)应当满足两个基本性质。第一个是正交性。为了接收器侧处的完全重构，多载波传输需要gm，n(t)与γm，n(t)之间的正交性以克服isi和ici。此外，应该呈现t-f局部化以避免在双重色散传输期间符号能量在信道上“抹掉”并且分散在邻近符号上，因此也需要g(t)和γ(t)的良好局部化。在现有技术中，使用两种类型的mc调制，即正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)和滤波器组多载波(filterbankmulticarrier，fbmc)，其主要区别在于对g(t)和γ(t)的选择。在ofdm中，毫无疑问的是ofdm是当前最流行的mc架构，在该mc架构中，g(t)和γ(t)两者都被选择为矩形脉冲。通过应用逆快速傅里叶逆变换(inversefastfouriertransform，ifft)和快速傅立叶变换(fastfouriertransform，fft)，可以平滑地执行调制和解调。此外，循环前缀(cyclicprefix，cp，例如cp-ofdm)有助于有效地避免isi。尽管ofdm提供了若干优点，但是其导致具有由时域中的矩形脉冲导致的大旁瓣，这导致其在某些应用——例如，子载波的子集被分配给每个用户的多载波系统中的上行链路传输——中的差的性能。关于fbmc，为了避免ici，fbmc也是主动搜索区域。现有技术中的大多数设计算法考虑对称原型函数，即g(t)＝γ(t)。在fbmc中，g(t)的持续时间通常是t的整数倍，这导致如在ofdm中的较好的t-f局部化性质。存在两种不同种类的fbmc，即fbmc/oqam和fbmc/qam，其分别被设计成发送实值数据符号和复值数据符号。在本专利申请中，仅考虑fbmc/qam。此外，基于框架理论，“高斯正交化”是最流行的方法之一。然而，对于任意带宽效率要求，例如lte，生成的脉冲的长度可能非常长。如上文提到的，作为ofdm或fbmc的mc调制方式面临它们自己的问题。到目前为止，在这两个领域已经付出了很多努力。例如，对于ofdm，已经提出了加窗ofdm作为变体来优化频率响应。然而，当开始和结束处的过渡时段较短时，为了实现高带宽效率，原型滤波器仍然遭受差的频率响应。为了找到令人满意的替选方案，本发明的目标是设计一种数值算法，其可以获得具有可调节长度、正交性和tf局部化性质的脉冲波形，特别是对于fbmc/qam系统。在现有技术中，在cp-ofdm内，发送器和接收器分别执行“添加cp”和“移除cp”操作，其中，而且成立。如图2所示，发送原型滤波器gcpofdm(t)和接收原型滤波器γcpofdm(t)被选择为矩形脉冲，并且由下式给出：此外，当忽略系统因果性时，cp-ofdm可以被建模为“半前缀和半后缀ofdm”，但仍称为“cp-ofdm”。由于cp-ofdm较差的频谱约束性，虽然成功防止时间色散高达tcp，但是其不能抵抗ici。此外，为了处理cp-ofdm中的大旁瓣，引入了加窗ofdm，其中，矩形脉冲由在两端具有软过渡的窗函数代替。实际上，g(t)和γ(t)通常被选择为如图3所示的根升余弦(root-raisedcosine，rrc)脉冲。在该背景下，应当注意，频率响应的这样的改进仅在软过渡相对长时才可能实现。然而，如果考虑带宽效率，则不能选择长的过渡时段(参见例如图3的左图)。因此，rrc脉冲波形可能仍然遭受差的频谱约束性。此外，与ofdm及其变体不同的“正交化高斯”的方法直接集中于构造tf局部化良好脉冲作为其原型滤波器。从具有良好tf局部化性质和线性无关的高斯ggauss(t)开始，相应的正交系统可以被构造为此处，是与的对偶框架相关联的框架算子。为了简单起见，它被写成gorth＝orth{ggauss，t，f}。可以通过矩阵因子分解法有效地获得数值解。图4中示出了针对tf＝1.07和tf＝1.25得到的脉冲。对于gorth，一个问题是对于任意带宽效率要求，例如，对于tf＝1.07的lte，生成的脉冲的长度可以是长的(参见图4的左侧图)。本领域的技术人员可以直接将脉冲截短到所需长度，但是可能失去其正交性和tf局部化。此外，短的prfmt可以用于在tf局部化与滤波器长度之间更好地平衡，其中，短脉冲波形以相对良好的tf局部化性质满足完全重构(reconstruction，pr)条件。在该背景下，在现有技术中已经提出了用于计算最佳pr滤波多音(filteredmulti-tone，fmt)原型滤波器的两种分析方法。一种用于最小化带外(out-of-band，oob)能量，而另一种用于最大化tf局部化。然而，这两种算法都受限于其中时间移位以及子信道的数量其中，fs表示采样频率。此外，图5中示出了在tf＝1.25时的goob(t)和gtfl(t)。因此，在现有技术中，不存在用于产生具有任意长度以及良好tf局部化性质的正交原型滤波器的通用方法。因此，本发明具体涉及一种用于生成在t-f域中是局部化良好的、至少近似正交并且具有任意长度的脉冲波形的方法。另外的问题是提供通过在此描述的生成方法生成的对应的脉冲波形、被配置成执行所要求保护的方法的对应的多载波调制系统、所述脉冲波形在多载波调制系统中的使用、用于执行用于实施所要求保护的方法的处理的计算机程序以及包括多载波调制系统和通信设备的对应系统。这些问题由独立权利要求的主题解决。在相应的从属权利要求中进一步限定本发明的有利实现。本发明的第一方面涉及一种用于生成脉冲波形的方法，其包括以下步骤：获得脉冲波形g(t)；对所获得的脉冲波形g(t)执行优化；通过将所优化的脉冲波形截短来生成优化的脉冲波形；确定所生成的脉冲波形是否满足至少一个预定要求，如果所生成的脉冲波形满足至少一个预定要求，则输出所生成的脉冲波形，否则通过将所生成的脉冲波形用作所获得的脉冲波形来重复优化方法步骤和截短方法步骤。因此，根据第一方面，提供了一种用于设计具有可调节长度、正交性和局部化性质的脉冲的迭代方法。因此，可以提供同时具有良好的t-f局部化性质的至少近似正交的发送原型滤波器和接收原型滤波器。在第一方面的第一实现形式中，优化是正交化并且通过计算来执行正交化，是与滤波器组的对偶框架相关联的对偶gabor框架算子，其中，t是输入信号的符号持续时间，f是载波间间隔。此外，提供了一种执行优化的具体实现形式，其类似于用于对某个获得的脉冲波形执行正交化的非常容易且有效的方法。在第一方面的第二实现形式中，通过将优化的脉冲波形与截短窗相乘来执行对所优化的脉冲波形的截短。这有助于提供一种用于生成至少近似正交的脉冲波形的有效方法。在第一方面的第三实现形式中，截短窗对于整个方法是固定的。在第一方面的第四实现形式中，截短窗是矩形窗rect、升余弦窗rc(β)或根升余弦窗rrc(β)，其中，β是滚降因子并且β≥0。在第一方面的第五实现形式中，每次执行截短步骤时，截短窗是变化的。在第一方面的第六实现形式中，获得的脉冲波形g(t)是多项式局部化或次指数局部化的。在第一方面的第七实现形式中，多项式局部化的脉冲波形g(t)是样条型脉冲波形，并且次指数局部化的脉冲波形g(t)是高斯脉冲波形。在第一方面的第八实现形式中，一系列的优化和截短的方法步骤形成一次迭代，并且在第一替选方案中，至少一个预定要求包括迭代所生成的脉冲波形与前次迭代所生成的脉冲波形之间的差低于阈值，或者在第二替选方案中，至少一个预定要求包括超过最大迭代次数。因此，提供了一种用于停止迭代方法的非常有效且容易的标准。在本发明的第二方面中，提供了一种通过执行上述方法中的任一种而生成的脉冲波形。在本发明的第三方面，提供了一种被配置成执行上述方法中的任一种的多载波调制系统。在第三方面的实现形式中，多载波系统是滤波器组。在本发明的第四方面中，根据上述方法的脉冲波形在多载波调制系统中特别是用在滤波器组中的使用。在本发明的第五方面中，提供了一种用于执行根据上述方法中的任一种的处理的计算机程序。在本发明的第六方面中，提供了一种包括通信设备以及根据第三方面或第三方面的实现形式的多载波调制系统的系统，其中，多载波调制系统被配置成通过根据通信协议执行在多载波调制系统与通信设备之间的通信来更新获得的脉冲波形g(t)。通常，必须注意，可以通过软件或硬件元件或者其任意类型的组合来实现本申请中描述的所有布置、设备、模块、部件、模型、元件、单元和装置等。由本申请中描述的各种实体执行的所有步骤以及被描述为由各种实体执行的功能旨在表示相应实体适于或被配置成执行相应的步骤和功能。即使在以下对具体实施方式的描述中，要由一般性实体执行的具体功能或步骤未被反映在对执行具体步骤或功能的实体的具体详细元件的描述中，但本领域技术人员应当清楚的是，可以以相应的硬件或软件元件或者其任意类型的组合实现这些方法和功能。此外，本发明的方法及其各个步骤体现在各种描述的设备元件的功能中。附图说明将在相对于附图对具体实施方式进行的以下描述中说明本发明的上述方面和实现形式，在附图中：图1示出了ofdm收发器和fbmc收发器的统一框图；图2示出了发送器(实线)和接收器(虚线)处的cp-ofdm原型滤波器；图3示出了在tf＝1.07(左图)和tf＝1.25(右图)时的函数grrc；图4示出了在tf＝1.07(左图)和tf＝1.25(右图)时的gorth；图5示出了在tf＝1.25时的goob(左图)和gtfl(右图)；图6示出了根据本发明的迭代方法的实施方式；图7示出了本发明的图6的迭代方法的实现形式；图8示出了在tf＝1.07(上半部分)和tf＝1.25(下半部分)时的gcpofdm和giter的脉冲和频率响应；图9示出了在tf＝1.07(上半部分)和tf＝1.25(下半部分)时的gcpofdm(左图)和giter(右图)的模糊度表面；图10示出了在tf＝1.07(左图)和tf＝1.25(右图)时的gcpofdm(实曲线)和giter(虚曲线)的sir等值线；图11示出了在tf＝1.25并且k＝1时的giter收敛至gtfl(左图)和goob(右图)；图12示出了在tf＝1.07并且k＝1时的giter；图13示出了在tf＝1.07(左图)和tf＝1.25(右图)时的gcpofdm(实曲线)和giter(虚曲线)的sir等值线；图14示出了上行链路无ta接入的场景；图15示出了具有高移动性的hst-v2v的场景；以及图16示出了每个tti一个符号的情形。图6示出了根据本发明的用于设计具有可调节长度、正交性和局部化性质的脉冲波形的迭代方法的实施方式。在步骤600中，提供初始局部化良好的脉冲波形g(0)(t)。g(0)(t)可以在t-f域中是局部化良好的，并且可以是例如次指数局部化脉冲波形如高斯型脉冲或多项式局部化脉冲波形例如样条型脉冲。在此，在本发明中，可以选择高斯脉冲作为g(0)(t)，其中，g(0)(t)是预定的，σ是衰减因子。在该背景下，可以收缩或扩张以与信道双色散性质匹配。在该背景下，在给定的符号持续时间t和频率间隔f下，α＞1使在时域中衰减较快，而α＜1使在频域中衰减较快。给定t和f，α＞1使在时域中衰减较快，其中，α＜1使在频域中衰减较快。具体地，g(0)(t)可以在时域中是局部化的(例如，矩形脉冲)或在t-f域中是局部化的(例如，高斯脉冲)。对于它可以收缩或扩张以与信道双色散特性匹配。在输入初始脉冲波形g(0)(t)之后，如在图6的步骤610中可以看到的，对初始脉冲波形g(0)(t)执行正交化过程，并且将迭代索引设置为n＝1。在该背景下，步骤610中执行的正交化过程可以与上面关于正交化高斯所讨论和提及的相同。这意味着，通过优化过程来生成所优化的脉冲波形g(1)(t)。该正交化可能不是完全正交化，而是在执行步骤610之后，一些正则化可能仍然保留。此外，可以进一步对原始或对偶时频网格执行正交化。在该背景下，通过使用以下通式来计算优化的脉冲波形g(1)(t)：g(n)＝orth{g(n-1),t,f}，其中n＝1，并且优化的脉冲波形g(1)(t)可以例如是weyl-heisenbergriesz序列构造。随后，如在图6中可以看到的，在步骤620中，用n＝1的截短窗gw(n)通过将g(1)(t)与gw(1)相乘来截短g(1)(t)，从而得到截短的脉冲波形gt(1)(t)。此后，通过g(1)(t)<--gt(1)(t)进行重新设置。在该背景下，在每次执行截短时，可以改变截短窗gw(n)，或者可以对于整个迭代方法，截短窗gw(n)是相同的。常用窗包括矩形(rect)窗、升余弦(rc(β))窗或根升余弦(rrc(β))窗，其中，β是滚降因子。对于β→0，rc(β)和rrc(β)收敛至rec。例如，在图6中，可以仅考虑具有非零持续时间dreq＝kt的固定窗gw，其中，dreq＝kt是所需的时间间隔并且k≥1。对于k＝4，数值结果示出rc(0.25)可能是好的选择。在该背景下，将图6中的一次迭代(循环)定义为一系列的方法步骤610和方法步骤620，并且迭代索引n对在图6的方法中执行的迭代(迭代循环)的次数进行计数。此外，在步骤630中，检查在方法步骤620中生成的生成脉冲波形g(1)(t)是否满足至少一个预定要求。在该背景下，检查n＝1时的||(g(n)-g(n-1))||/||g(n-1)||<ε是否成立，其中，ε是作为阈值的预定要求，特别地是ε>0的收敛系数ε。此处，收敛系数ε控制步骤640中输出的输出脉冲波形的正交性和tf局部化性质。大的ε可以更加注重tf局部化，而小的ε致力于正交性。可替选地，预定要求也可以是执行迭代的次数超过某一最大迭代次数。此外，还可以设想若干预定义要求的组合，例如收敛系数ε与最大迭代次数的组合。如果步骤630的上述条件成立，则输出g(1)(t)，否则在步骤635中将迭代索引增加1并且返回到步骤610，此时如图6的步骤610所示的对g(1)(t)而不对g(0)(t)执行正交化过程，从而通过计算n＝2时的g(n)＝orth{g(n-1),t,f}来计算g(2)(t)。此后，再次执行方法步骤620和630。如果步骤630的条件成立，则输出g(2)(t)，否则将迭代索引增加1并且再次执行方法步骤610、620和630，直至方法步骤630的条件成立为止。然后，输出最终生成的脉冲波形。此外，图7示出了图6的方法的实现形式，其中，通过在步骤710中计算下式来进一步详细说明步骤610的正交化的方法步骤：其中，是上述定义的与框架g(n-1)相关联的框架算子并且n是迭代索引。此外，图7的流程图中的所有其他步骤720、730、735和740分别与图6的流程图中的步骤620、630、635和640对应。此外，下面的算法1示出了可以在计算机程序中实现的用于设计具有可调节长度、正交性和局部化性质的脉冲的迭代方法。算法1由于图6和图7的迭代方法中的若干参数可以被调整，所以本发明的算法保持灵活性并且对于提出的任何要求是可行的。此外，图6和图7的方法可以通过多载波调制系统来执行，特别是通过滤波器组来执行。此外，多载波调制系统可以是发送器、接收器或者具有计算能力的其他设备，这些可以在线或离线地执行图6和图7的方法，这意味着例如经由互联网连接到另外的系统(在线)或不与另外的系统连接(离线)。在另一实施方式中，由图6和图7的方法生成的脉冲波形也可以在生成之后被用在多载波调制系统中，特别是用在滤波器组中。当然，计算机程序还可以存储用于在计算机上执行的命令，所述计算机执行图6和图7所示的方法。此外，计算机程序还可以被配置成在通过图6和图7的方法生成脉冲波形之后随后使用该脉冲波形。在另一实施方式中，还可以提供一种包括被配置成执行图6和图7的方法的多载波调制系统以及通信设备的系统，其中，多载波调制系统被配置成通过根据通信协议执行在多载波调制系统与通信设备之间的通信来更新所获得的脉冲波形g(0)(t)。在下文中，示出了根据图6和图7所呈现的本发明的性能分析。除了常用的脉冲响应和频率响应之外，在下文中，性能分析还包括正交性和自干扰。gm，n(t)与γm，n(t)之间的正交性由如下定义的交叉模糊度函数来描述：ag，γ(τ，υ)＝∫g(t)γ*(t-τ)e-j2πvtdt其中，τ,ν分别表示时延和频移。此外，选择模糊度表面以直观地观察模糊度函数。对于完全重构，需要此外，在tf色散信道中引入了自干扰，该自干扰由交叉模糊度函数ag，γ(τ，υ)来表示并且被计算为其中，对于具有归一化支集(τ0，υ0)的给定散射函数得到的sir等值线非常重要，因为得到的sir等值线指示当脉冲上所承载的信号在时域和频域中经历成比例的未对准时该脉冲的自干扰。此外，本发明中的性能分析可以通过评估脉冲giter的性能来进行，并且分别针对tf＝1.07和tf＝1.25的情况将giter与cp-ofdm进行比较。在表1中列出了所有其他基本模拟参数。表格1子载波数：m256符号重叠因子：k4截短窗的类型rc截短窗的滚降因子0.25收敛系数10-4此外，还可以在本专利申请的图8中清楚地看到脉冲响应和频率响应。此外，还分别在sir(db，参见表2)和模糊度表面(参见图9)方面进行了正交性比较。对于两种传输方式，模糊度函数ag，γ(τ，υ)在对于非零整数n和m的网格点τ＝nt和ν＝mf处有规律地过零，因此保证理想信道上的无isi和ici的传输。此外，与gcpofdm相比，giter沿频率轴的扩展较小，尤其对于tf＝1.25。表2：在k＝4时gcpofdm与giter之间的sir(db)比较tf＝1.07tf＝1.25gcpofdm∞∞giter48.9556.81此外，还检查了失配损耗，其中对于tf＝1.07，cp-ofdm具有失配损耗ξdb≈0.3db，对于tf＝1.25，cp-ofdm具有失配损耗ξdb≈1db。giter没有这样的损耗。此外，通过使用图6或图7的方法，对于tf＝1.25，该方法可以收敛至gtfl和goob(具体参见图11)。此外，下面的表3列出了用于实现这样的普遍性的基本参数。此外，由于不存在对n与m之间的关系的限制，因此在文献中首先得到在tf＝1.07并且k＝1时的脉冲波形(参见图12)。表3：用于收敛至gtfl和goob的giter的参数设置在该背景下，注意k＝1是针对被称为每传输时间间隔(tti)一个符号的特殊情形，其中，在上行链路与下行链路传输之间插入有保护时段，因此在这种情况下不存在isi。为了分析关于giter的ici的自干扰原型，分别示出了在tf＝1.07和tf＝1.25时的sir等值线这两者都与gcpofdm进行比较。此外，本申请可以应用于各种场景。例如，本发明可以应用于上行链路定时无调整接入。在上行链路传输中，由于传播延迟，所以信号在定时未对准的情况下到达基站处。例如，对于半径为800m的小区，这样的定时偏移高达5.4μs。为了解决这个问题，采用闭环定时调整(ta)。然而，如果每个用户设备仅用来在相对长的时间段中发送小数据分组，则ta变成大的开销。出于减轻负担的目的，如图14所示，启用上行链路无ta的接入或松弛的ta传输。如上所呈现的，所提出的具有良好正交性的脉冲对时间色散有更好的鲁棒性，并且因此可以用于这种场景。此外，图15示出了具有高移动性的高速列车(hst)和车对车(v2v)的场景。在该场景下，对象以高速移动，这导致比其他场景更加“双色散”的信道。例如，当汽车以20m/s的速度朝bs移动时，对于载波频率fc＝2.6ghz，对应的多普勒频移为173hz。在传统的cp-ofdm中，采用较长的循环前缀来处理该双色散，但不可避免地增加了失配损耗，例如对于tf＝1.25，ξdb≈1db。然而，如图15所示，在这样的挑战性场景中使用本发明中提出的脉冲可以在不招致任何失配损耗的情况下较合理地维持可靠的性能。此外，图16示出了每tti一个符号的情形。如图16所示，本发明的脉冲可以是gcpofdm的有吸引力的替选，尤其对于tf＝1.25，因为在这种情况下，其tf支集等值线比cp-ofdm大得多。此外，在下面的表4中，呈现了用于前述场景的一些适用的参数设置。表4：示例参数设置在本文中已经结合各种实施方式描述了本发明。然而，根据对附图、公开内容和所附权利要求的研究，本领域技术人员可以容易地理解和实现所附实施方式的其他变型并且实践要求保护的发明。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一(a)”或“一个(an)”不排除多个。实体的单个处理器可以实现权利要求中记载的若干项的功能。在某些措施被记载在相互不同的从属权利要求中的不争事实并不启示这些措施的组合不能加以利用。计算机程序可以被存储/分布在与其他硬件一起提供或作为其他硬件的一部分提供的合适的介质如光存储介质或固态介质上，但是也可以以其他形式如经由互联网或者其他有线或无线电信系统分布。当前第1页12