高速移动场景下的频偏和多普勒扩展的确定方法及装置与流程
本公开涉及通信技术领域，尤其涉及一种高速移动场景下的频偏和多普勒扩展的确定方法及装置。
背景技术：
在常规信道上每条多径由均匀散射的不可分辨径构成，且各条多径携带的频偏，其主要是网络侧发送信号频率与终端本地晶振频率之间的频率偏差。目前，在高铁沿线采用专网进行覆盖，其布网方式通常采用BBU(英文：Base Band Unit，中文：基带单元)和RRU(英文：Radio Remote Unit，中文：无线远端单元)结合的方式，因此在同一个基站的多个RRU之间高速移动的终端，会同时收到来自多个RRU的无线信号，且终端和各RRU之间的夹角不同。因为高铁信道的每条多径的直视径成分较大，散射径成分较少，各条多径携带的频偏和终端的速度，以及终端与各RRU的夹角等因素均有关，而现有技术所使用的计算频偏估计和多普勒扩展的方法的前提是信道中各条多径携带同样频偏且信道满足瑞利衰落，因此对于涉及到高速移动的场景不再适合。
技术实现要素：
为克服现有技术中存在的问题，本公开提供一种高速移动场景下的频偏和多普勒扩展的确定方法及装置。
根据本公开实施例的第一方面，提供一种高速移动场景下的频偏和多普勒扩展的确定方法，包括：
根据信道冲激响应获取有效径；
获取各个有效径的有效径相关值，并根据所述有效径相关值的相位获取所述各个有效径的频偏估计；
根据各个有效径的功率计算合并权重，将所述各个有效径的频偏估计以所述合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计；
根据所述各个有效径的频偏估计，所述加权平均频偏估计以及所述合并权重，获取均方根频偏扩展，作为多普勒扩展估计。
可选的，所述根据信道冲激响应获取有效径，包括：
将频域信道估计变换到时域，得到信道冲激响应；
获取所述信道冲激响应中的各个样点的功率延迟分布；
根据所述各个样点的功率延迟分布，进行功率排序；
根据所述功率排序以及最大有效径条数确定噪声和干扰的功率；
根据所述噪声和干扰的功率以及所述功率排序中的最大功率确定用于筛选有效径的功率门限；
将所述各个样点中的功率大于所述功率门限的样点作为有效径。
可选的，所述获取各个有效径的有效径相关值，并根据所述有效径相关值的相位获取所述各个有效径的频偏估计，包括：
获取各个有效径的有效径相关值；
对所述各个有效径的有效径相关值进行相位提取，并根据所述各个有效径的相关值提取的相位获取各个有效径的频偏估计。
可选的，所述根据各个有效径的功率计算合并权重，将所述各个有效径的频偏估计以所述合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计，包括：
获取各个有效径的有用信号功率的功率总和；
将每个有效径的有用信号功率与所述有用信号功率的功率总和的比值作为所述每个有效径的合并权重；
将所述各个有效径的频偏估计以所述合并权重进行加权合并，得到所述加权平均频偏估计。
可选的，当应用于正交频分复用OFDM系统时，所述将频域信道估计变换到时域，得到信道冲激响应，包括：
通过对所述频域信道估计进行快速傅里叶反变换IFFT将所述频域信道估计变换到时域，得到所述信道冲激响应；
所述IFFT的公式包括：
其中，表示位于时间方向上第l个CRS OFDM符号，频率方向上第k个CRS RE的频域信道估计；表示所述第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的第n个样点的值，NFFT表示所述IFFT的点数，所述频域信道估计的样点总数等于NFFT，K表示频率方向上CRS RE的总数，L表示时间方向上CRS符号的总数；
其中，在进行所述IFFT时，当NFFT＞K时，对所述第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计进行补0，使所述第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计的长度等于所述NFFT；当NFFT≤K时，取所述第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计中的NFFT个样点进行所述IFFT。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述获取所述信道冲激响应中的各个样点的功率延迟分布，包括：
对各个CRS OFDM符号所计算的信道冲激响应进行功率平均得到所述功率延迟分布PDP；
其中，进行所述功率平均的公式包括：
其中，表示所述PDP中第n个样点的功率，表示所述第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的第n个样点的值，NFFT表示所述IFFT的点数，所述信道冲激响应的样点总数等于NFFT。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述根据所述各个样点的功率延迟分布，进行功率排序，包括：
将所述功率延迟分布中的功率序列按照功率从大到小的顺序进行排序，得到所述功率排序，所述功率排序中包括新的序列其中
所述根据所述功率排序以及最大有效径条数确定噪声和干扰的功率，包括：
根据所述功率排序，将所述各个样点中功率最大的前个样点之外的其他样点确定为噪声和干扰样点；
根据噪声和干扰样点的功率计算公式的获取所述噪声和干扰的功率；
所述噪声和干扰样点的功率的计算公式包括：
其中，表示所述最大有效径条数，NFFT表示所述IFFT的点数，所述信道冲激响应的样点总数等于NFFT，σ2表示所述噪声和干扰样点的功率。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述根据所述噪声和干扰的功率以及所述功率排序中的最大功率确定用于筛选有效径的功率门限，包括：
根据所述噪声和干扰的功率以及所述功率排序中的最大功率，利用功率门限计算公式确定所述功率门限；
所述功率门限计算公式，包括：
其中，Γ表示所述功率门限，ρnoise表示噪声门限系数，σ2表示所述噪声和干扰样点的功率，ρmaxPath表示最大径门限系数，表示所述功率排序中的最大功率。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述获取各个有效径的有效径相关值，包括：
利用相关值计算公式，计算相邻CRS OFDM符号上的相同位置的有效径进行有效径相关值；
所述相关值计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的有效径相关值，表示时间方向上第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的样点in的值，表示时间方向上第l+1个CRS OFDM符号的信道冲激响应的样点in的值，其中样点in为作为所述第n个有效径的样点，Npath表示有效径的数量。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述对所述各个有效径的有效径相关值进行相位提取，并根据所述各个有效径的相关值提取的相位获取各个有效径的频偏估计，包括：
利用相位计算公式对所述各个有效径的有效径相关值进行相位提取；
利用频偏计算公式根据所述各个有效径的相关值提取的相位获取各个有效径的频偏估计；
其中，所述相位计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的有效径相关值的相位，表示第n个有效径的有效径相关值，Npath表示有效径的数量；
所述频偏计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的频偏估计，T表示相邻CRS OFDM符号的时间间隔。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述获取所述各个有效径的有用信号功率的功率总和，包括：
对于所述各个有效径：将有效径的功率减去噪声和干扰的功率的值与零进行比较，将二者中的最大值作为有效径的有用信号功率，得到所述各个有效径的有用信号功率；
利用功率求和公式，获取所述各个有效径的有用信号功率的功率总和；
其中，所述功率求和公式包括：
其中，表示所述功率总和，表示第n个有效径的功率，表示所述第n个有效径的有用信号功率，σ2表示所述噪声和干扰样点的功率，Npath表示有效径的数量。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述将所述各个有效径的频偏估计以所述合并权重进行加权合并，得到所述加权平均频偏估计，包括：
利用加权平均频偏公式对所述各个有效径的频偏估计进行合并，得到所述加权平均频偏估计；
其中，所述加权平均频偏公式，包括：
其中，fo表示所述加权平均频偏估计，表示第n个有效径的频偏估计，wn表示第n个有效径的频偏估计的合并权重，表示所述功率总和，表示所述第n个有效径的有用信号功率。
可选的，所述根据所述各个有效径的频偏估计，所述加权平均频偏估计以及所述合并权重，获取均方根频偏扩展，作为多普勒扩展估计，包括：
根据所述各个有效径的频偏估计，所述加权平均频偏估计以及所述各个有效径的合并权重，利用均方根扩展计算公式获取所述均方根频偏扩展；
将所述均方根扩展作为所述多普勒扩展估计；
其中，所述均方根扩展计算公式包括：
其中，fDopp表示均方根频偏扩展，表示第n个有效径的频偏估计，wn表示第n个有效径的频偏估计的合并权重，fo表示所述加权平均频偏估计，Npath表示有效径的数量。
根据本公开实施例的第二方面，提供一种高速移动场景下的频偏的确定装置，所述装置包括：
有效径获取模块，用于根据信道冲激响应获取有效径；
频偏估计模块，用于获取各个有效径的有效径相关值，并根据所述有效径相关值的相位获取所述各个有效径的频偏估计；
加权平均频偏估计模块，用于根据各个有效径的功率计算合并权重，将所述各个有效径的频偏估计以所述合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计；
多普勒扩展估计模块，用于根据所述各个有效径的频偏估计，所述加权平均频偏估计以及所述合并权重，获取均方根频偏扩展，作为多普勒扩展估计。
可选的，所述有效径获取模块，包括：
冲激响应获取子模块，用于将频域信道估计变换到时域，得到信道冲激响应；
功率延迟分布获取子模块，用于获取所述信道冲激响应中的各个样点的功率延迟分布；
功率排序子模块，用于根据所述各个样点的功率延迟分布，进行功率排序；
噪声和干扰的功率确定子模块，用于根据所述功率排序以及最大有效径条数确定噪声和干扰的功率；
功率门限确定子模块，用于根据所述噪声和干扰的功率以及所述功率排序中的最大功率确定用于筛选有效径的功率门限；
有效径确定子模块，用于将所述各个样点中的功率大于所述功率门限的样点作为有效径。
可选的，所述频偏估计模块，包括：
有效径相关值获取子模块，用于获取各个有效径的有效径相关值；
频偏估计获取子模块，用于对所述各个有效径的有效径相关值进行相位提取，并根据所述各个有效径的相关值提取的相位获取各个有效径的频偏估计。
可选的，所述加权平均频偏估计模块，包括：
功率总和获取子模块，用于获取各个有效径的有用信号功率的功率总和；
合并权重获取子模块，用于将每个有效径的有用信号功率与所述有用信号功率的功率总和的比值作为所述每个有效径的合并权重；
加权平均频偏估计子模块，用于将所述各个有效径的频偏估计以所述合并权重进行加权合并，得到所述加权平均频偏估计。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述冲激响应获取子模块，用于：
通过对所述频域信道估计进行快速傅里叶反变换IFFT将所述频域信道估计变换到时域，得到所述信道冲激响应；
所述IFFT的公式包括：
其中，表示位于时间方向上第l个CRS OFDM符号，频率方向上第k个CRS RE的频域信道估计；表示所述第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的第n个样点的值，NFFT表示所述IFFT的点数，所述信道冲激响应的样点总数等于NFFT，K表示频率方向上CRS RE的总数，L表示时间方向上CRS符号的总数；
其中，在进行所述IFFT时，当NFFT＞K时，对所述第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计进行补0，使所述第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计的长度等于所述NFFT；当NFFT≤K时，取所述第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计中的NFFT个样点进行所述IFFT。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述功率延迟分布获取子模块，用于：
对各个CRS OFDM符号所计算的信道冲激响应进行功率平均得到所述功率延迟分布PDP；
其中，进行所述功率平均的公式包括：
其中，表示所述PDP中第n个样点的功率，表示所述第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的第n个样点的值，NFFT表示所述IFFT的点数，所述信道冲激响应的样点总数等于NFFT。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述功率排序子模块，用于：
将所述功率延迟分布中的功率序列按照功率从大到小的顺序进行排序，得到所述功率排序，所述功率排序中包括新的序列其中
所述噪声和干扰的功率确定子模块，包括：
噪声和干扰样点确定子模块，用于根据所述功率排序，将所述各个样点中功率最大的前个样点之外的其他样点确定为噪声和干扰样点；
噪声和干扰的功率获取子模块，用于根据噪声和干扰样点的功率计算公式的获取所述噪声和干扰的功率；
所述噪声和干扰样点的功率的计算公式包括：
其中，表示所述最大有效径条数，NFFT表示所述IFFT的点数，所述信道冲激响应的样点总数等于NFFT，σ2表示所述噪声和干扰样点的功率。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述功率门限确定子模块，用于：
根据所述噪声和干扰的功率以及所述功率排序中的最大功率，利用功率门限计算公式确定所述功率门限；
所述功率门限计算公式，包括：
其中，Γ表示所述功率门限，ρnoise表示噪声门限系数，σ2表示所述噪声和干扰样点的功率，ρmaxPath表示最大径门限系数，表示所述功率排序中的最大功率。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述有效径相关值获取子模块，用于：
利用相关值计算公式，计算相邻CRS OFDM符号上的相同位置的有效径进行有效径相关值；
所述相关值计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的有效径相关值，表示时间方向上第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的样点in的值，表示时间方向上第l+1个CRS OFDM符号的信道冲激响应的样点in的值，其中样点in为作为所述第n个有效径的样点，Npath表示有效径的数量。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述频偏估计获取子模块，包括：
相位提取子模块，用于利用相位计算公式对所述各个有效径的有效径相关值进行相位提取；
频偏估计确定子模块，用于利用频偏计算公式根据所述各个有效径的相关值提取的相位获取各个有效径的频偏估计；
其中，所述相位计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的有效径相关值的相位，表示第n个有效径的有效径相关值，Npath表示有效径的数量；
所述频偏计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的频偏估计，T表示相邻CRS OFDM符号的时间间隔。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述功率总和获取子模块，包括：
有用信号功率获取子模块，用于对于所述各个有效径：将有效径的功率减去噪声和干扰的功率的值与零进行比较，将二者中的最大值作为有效径的有用信号功率，得到所述各个有效径的有用信号功率；
功率总和确定子模块，用于利用功率求和公式，获取所述各个有效径的有用信号功率的功率总和；
其中，所述功率求和公式包括：
其中，表示所述功率总和，表示第n个有效径的功率，表示所述第n个有效径的有用信号功率，σ2表示所述噪声和干扰样点的功率，Npath表示有效径的数量。
可选的，当应用于OFDM系统时，所述加权平均频偏估计子模块，用于：
利用加权平均频偏公式对所述各个有效径的频偏估计进行合并，得到所述加权平均频偏估计；
其中，所述加权平均频偏公式，包括：
其中，fo表示所述加权平均频偏估计，表示第n个有效径的频偏估计，wn表示第n个有效径的频偏估计的合并权重，表示所述功率总和，表示所述第n个有效径的有用信号功率。
可选的，所述多普勒扩展估计模块，包括：
均方根频偏扩展获取子模块，用于根据所述各个有效径的频偏估计，所述加权平均频偏估计以及所述各个有效径的合并权重，利用均方根扩展计算公式获取所述均方根频偏扩展；
多普勒扩展估计子模块，用于将所述均方根扩展作为所述多普勒扩展估计；
其中，所述均方根扩展计算公式包括：
其中，fDopp表示均方根频偏扩展，表示第n个有效径的频偏估计，wn表示第n个有效径的频偏估计的合并权重，fo表示所述加权平均频偏估计，Npath表示有效径的数量。
本公开的实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：
通过根据信道冲激响应获取有效径；获取各个有效径的有效径相关值，并根据所述有效径相关值的相位获取所述各个有效径的频偏估计；根据各个有效径的功率计算合并权重，将所述各个有效径的频偏估计以所述合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计；根据所述各个有效径的频偏估计，所述加权平均频偏估计以及所述合并权重，获取均方根频偏扩展，作为多普勒扩展估计。能够解决在高速场景下，各条多径的直视径成分较大，且携带不同的频偏时，常规频偏估计不再适用的问题，能够有效地对信道的频偏进行估计。并且，进一步的，可以根据各个有效径的有用信号功率以及有用信号功率的功率总和计算各个有效径的权重，以及加权平均频偏估计，获取各个有效径的均方根扩展作为多普勒扩展，可以规避传统多普勒估计方法中均匀散射模型不成立，贝塞尔函数不适用的问题，从而可以获取高速移动场景下的多普勒扩展。
本公开的其他特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
附图是用来提供对本公开的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开，但并不构成对本公开的限制。在附图中：
图1是根据一示例性实施例示出的一种高速移动场景下的频偏和多普勒扩展的确定方法的流程图；
图2是根据图1所示实施例示出的一种有效径的获取方法的流程图；
图3是根据图1所示实施例示出的一种有效径的频偏估计的确定方法的流程图；
图4是根据图1所示实施例示出的一种加权平均频偏估计的确定方法的流程图；
图5是根据图2所示实施例示出的一种噪声和干扰的功率的确定方法的流程图；
图6是根据图2所示实施例示出的一种有效径的有用信号功率的功率总和的获取方法的流程图；
图7是根据图1所示实施例示出的一种多普勒扩展估计的确定方法的流程图；
图8是根据一示例性实施例示出的一种高速移动场景下的频偏和多普勒扩展的确定装置的框图；
图9是根据图8所示实施例示出的一种有效径获取模块的框图；
图10是根据图8所示实施例示出的一种频偏估计模块的框图；
图11是根据图8所示实施例示出的一种加权平均频偏估计模块的框图；
图12是根据图9所示实施例示出的一种噪声和干扰的功率确定子模块的框图；
图13是根据图10所示实施例示出的一种频偏估计获取子模块的框图；
图14是根据图11所示实施例示出的一种功率总和获取子模块的框图；
图15是根据图8所示实施例示出的一种多普勒扩展估计模块的框图。
具体实施方式
以下结合附图对本公开的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本公开，并不用于限制本公开。
在介绍具体实施例之前，首先需要对本公开中涉及的有关名词进行说明。频偏：就是调频波频率摆动的幅度，通常是指网络侧发送信号和终端本地晶振频率之间的频率偏差，准确的频偏估计可以保证OFDM(英文：Orthogonal Frequency Division Multiplexing，中文：正交频分复用)系统中的AFC(英文：Auto Frequency Control，中文：自动频率控制)稳定工作，使前述频率偏差近似为零，降低系统中的ICI(英文：Inter-Carrier Interference，中文：载波间干扰)。
多普勒现象是由移动速度引起的频谱发散现象，当发射端与接收端做出相对运动时，接收端的信号频率会发生偏移，多普勒频移通常被叫做多普勒扩展，它代表了信道的衰落速率。对接收信号的影响可看作发射信号频率的多普勒扩展或频谱展宽而不是看作一个频偏，最大多普勒频移是多普勒频谱展宽的一个测量值，是对无线信道的时变特性的一种度量。对于无线通信系统的终端来说，多普勒扩展表现为，终端移动速度越快，其接收信号所经历的信道在单位时间内变化(衰落)越快，接收信号频谱发散越严重。无线信道中的最大多普勒扩展fmax由移动速度v和载波频率fc共同决定，即fmax＝v·fc/c0。其中，c0表示光速。准确的多普勒扩展估计可以为系统中的信道估计提供重要参考，保证信道估计性能，进而提升下行接收链路性能。
高铁沿线采用专网进行覆盖，其布网方式通常采用BBU+RRU的方式，也就是说，每个基站由一个BBU和多个RRU构成，这样可以有效扩大每个基站的覆盖范围，减少基站数量，降低布网成本。但以这种布网方式会造成在同一个基站的多个RRU之间高速移动的终端，会同时收到来自多个RRU的无线信号，而由于终端和各RRU之间的夹角不同，导致各条径上所携带的多普勒频移不同。因此当各条径上的多普勒频移不同时，就会使得接收信号的频谱发散形成多普勒扩展。
目前，针对常规信道而言频偏估计和多普勒扩展主要是基于时间方向上相邻两个CRS(英文：Cell-Specific Reference Signals，中文：小区专用导频信号)符号信道估计的相关值进行计算，使用该方法在大部分场景下可以较好地工作。但在高速移动场景下，比如上述的高铁场景，其性能会出现一定程度的下降，这是因为高铁信道的每条多径的直视径成分较大，散射径成分较少；各条多径携带的频偏和终端的速度，以及终端与各RRU的夹角等因素均有关，现有技术所使用的频偏估计和多普勒扩展应用的前提是信道中各条多径携带同样频偏且信道满足瑞利衰落，对于涉及到高速移动的场景不再适合。
此外，近年来中国高铁建设的迅猛发展，根据中国中长期铁路网规划方案，2020年中国时速在200公里以上的高速铁路里程将会超过30000公里，因此如何在高速行进的列车上体验极速4G服务正在成为亟待解决的问题。
图1是根据一示例性实施例示出的一种高速移动场景下的频偏和多普勒扩展的确定方法的流程图，如图1所示，该方法包括以下步骤：
步骤101，根据信道冲激响应获取有效径。
其中，本公开所采用的有效径的获取方式，将在下面图2的实施例中详细说明。
步骤102，获取各个有效径的有效径相关值，并根据有效径相关值的相位获取各个有效径的频偏估计。
根据步骤101中获得的有效径，步骤102则是对于上述有效径的频偏估计，该频偏估计应包括对于有效径相关值和有效径相关值的相位的估计。具体实施方式在之后的图3的实施例中详细说明。
步骤103，根据各个有效径的功率计算合并权重，将各个有效径的频偏估计以合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计。
加权平均频偏估计的方式将在图4的实施例中详细说明。
步骤104，根据各个有效径的频偏估计，加权平均频偏估计以及合并权重，获取均方根频偏扩展，作为多普勒扩展估计。
其中，由于传统技术中通过贝塞尔函数计算多普勒扩展的方法只适用于均匀散射的模型，因此在本实施例所涉及的高速移动场景下，为了规避均匀散射模型不成立，贝塞尔函数不适用的问题，可以通过获取各个有效径的均方根扩展来获得多普勒扩展，其具体的实施方式在下文进行详细说明。
综上所述，本公开所提供的高速移动场景下的频偏和多普勒扩展的确定方法，能够根据信道冲激响应获取有效径以及获取各个有效径的有效径相关值，并根据有效径相关值的相位获取各个有效径的频偏估计；再根据各个有效径的功率计算合并权重，将各个有效径的频偏估计以合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计；之后根据各个有效径的频偏估计，加权平均频偏估计以及合并权重，获取均方根频偏扩展，作为多普勒扩展估计。能够解决在高速场景下，各条多径的直视径成分较大，且携带不同的频偏时，常规频偏估计不再适用的问题，能够有效地对信道的频偏进行估计。并且，进一步的，可以根据各个有效径的有用信号功率以及有用信号功率的功率总和计算各个有效径的权重以及加权平均频偏估计，获取各个有效径的均方根扩展作为多普勒扩展，可以规避传统多普勒估计方法中均匀散射模型不成立，贝塞尔函数不适用的问题，从而可以获取高速移动场景下的多普勒扩展。
示例地，图2是根据图1所示实施例示出的一种有效径的获取方法的流程图，如图2所示，上述图1中的步骤101所述的根据信道冲激响应获取有效径，包括以下步骤：
步骤1011，将频域信道估计变换到时域，得到信道冲激响应(英文：Channel Impulse Response，简称：CIR)。
其中，其中信道冲激响应即时域信道估计，将信道估计从频域变换到时域，可以采用傅里叶逆变换或者快速傅里叶逆变换(英文：Inverse Fast Fourier Transformation，简称：IFFT)，在得到时域下的CIR之后可以进行步骤1012中获取功率延迟分布(英文：Power Delay Profile，简称：PDP)的操作。
示例地，当应用于OFDM系统时，可以通过对频域信道估计进行IFFT将频域信道估计变换到时域，得到信道冲激响应。
其中，该IFFT的公式包括：
其中，表示位于时间方向上第l个CRS OFDM符号，频率方向上第k个CRS RE(英文：Resource Element，中文：资源粒子)的频域信道估计；表示第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的第n个样点的值，NFFT表示IFFT的点数，信道冲激响应的样点总数等于NFFT，K表示频率方向上CRS RE的总数，L表示时间方向上CRS符号的总数。
其中，需要说明的是，在进行IFFT时，当NFFT＞K时，对第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计进行补0，使第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计的长度等于NFFT；当NFFT≤K时，取第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计中的NFFT个样点进行IFFT。
示例地，当信道带宽为10M时，K取值为100，可以设置NFFT为128，此时NFFT＞K，则需对第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计进行补0的操作，以便第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计的长度等于128。
步骤1012，获取信道冲激响应中的各个样点的功率延迟分布。
示例地，当应用于OFDM系统时，该步骤包括：对各个CRS OFDM符号所计算的信道冲激响应进行功率平均得到PDP。
其中，进行功率平均的公式包括：
其中，表示PDP中第n个样点的功率，表示第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的第n个样点的值，NFFT表示IFFT的点数，信道冲激响应的样点总数等于NFFT。
步骤1013，根据各个样点的功率延迟分布，进行功率排序。
示例地，当应用于OFDM系统时，该步骤包括：将功率延迟分布中的功率序列按照功率从大到小的顺序进行排序，得到功率排序，功率排序中包括新的序列其中
在步骤1012中通过进行功率平均的公式获取到了PDP所有样点后，根据所计算出的值，对其进行排序，可以按照功率由大到小的顺序对各个样点的功率进行排序，排序后的结果可以表示为：其中in为排序后的序列索引。
步骤1014，根据功率排序以及最大有效径条数确定噪声和干扰的功率。
其中，噪声和干扰的功率的大小与很多因素相关联，可以通过多种方式实现，根据不同的应用场合选择适应的方式，本实施例中可以根据功率排序中以及最大有效径条数来确定噪声和干扰的功率，其中最大有效径条数是预先设置的，其具体的数值可以根据带宽来确定。
步骤1015，根据噪声和干扰的功率以及功率排序中的最大功率确定用于筛选有效径的功率门限。
示例地，当应用于OFDM系统时，该步骤可以根据噪声和干扰的功率以及功率排序中的最大功率，利用功率门限计算公式确定功率门限，该功率门限计算公式，包括：
其中，Γ表示功率门限，ρnoise表示噪声门限系数，σ2表示噪声和干扰样点的功率，ρmaxPath表示最大径门限系数，表示功率排序中的最大功率。
其中，ρnoise和ρmaxPath也可以根据带宽来确定，例如当信道的带宽为10M时，ρnoise可以设置为3，而ρmaxPath可以设置为1/64。
步骤1016，将各个样点中的功率大于功率门限的样点作为有效径。
当在步骤1015中确定了功率门限后，将所有样点中功率大于该功率门限的样点确定为有效径，并且记录有效径的数量，有效径的数量可以用Npath表示。示例的，假设所述各个样点中大于该功率门限的样点数为6，这6个样点就作为有效径，而Npath就等于6。
示例地，图3是根据图1所示实施例示出的一种有效径的频偏估计的确定方法的流程图，如图3所示，上述图1中的步骤102所述的获取各个有效径的有效径相关值，并根据有效径相关值的相位获取各个有效径的频偏估计，包括以下步骤：
步骤1021，获取各个有效径的有效径相关值。
其中每个有效径的相关值可以理解为该有效径在时间方向上的两个相邻的CRS OFDM(英文：Orthogonal Frequency Division Multiplexing，中文：正交频分复用技术)符号的信道冲激响应的相关值，其具体的实施方式在下文进行详细说明。
示例地，可以利用相关值计算公式，计算相邻CRS OFDM符号上的相同位置的有效径进行有效径相关值，其中相关值计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的有效径相关值，表示时间方向上第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的样点in的值，表示时间方向上第l+1个CRS OFDM符号的信道冲激响应的样点in的值，其中样点in为作为第n个有效径的样点，Npath表示有效径的数量。
步骤1022，对各个有效径的有效径相关值进行相位提取，并根据各个有效径的相关值提取的相位获取各个有效径的频偏估计。
示例地，当应用于OFDM系统时，可以首先利用相位计算公式对各个有效径的有效径相关值进行相位提取。该相位计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的有效径相关值的相位，表示第n个有效径的有效径相关值，Npath表示有效径的数量。
之后再利用频偏计算公式根据各个有效径的相关值提取的相位获取各个有效径的频偏估计，该频偏计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的频偏估计，T表示相邻CRS OFDM符号的时间间隔。
示例地，图4是根据图1所示实施例示出的一种加权平均频偏估计的确定方法的流程图，如图4所示，上述图1中的步骤103所述的根据各个有效径的功率计算合并权重，将各个有效径的频偏估计以合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计，包括以下步骤：
步骤1031，获取各个有效径的有用信号功率的功率总和。
其中，各个有效径的有用信号功率可以通过将各个有效径的功率分别减去上述的噪声和干扰功率，并将各个结果分别与0比较，选取其中的较大者作为该有效径的有用信号功率。
步骤1032，将每个有效径的有用信号功率与有用信号功率的功率总和的比值作为每个有效径的合并权重。
步骤1033，将各个有效径的频偏估计以合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计。
上述步骤可以理解为是将每个有效径的有用信号功率在步骤1032中获得的功率总和中所占比例作为该有效径的权重，进而根据每个有效径的权重对各个有效径的频偏估计进行加权平均，从而得到该加权平均频偏估计。
可选的，当应用于OFDM系统时，该步骤可以包括：将每个有效径的有用信号功率与有用信号功率的功率总和的比值作为每个有效径的权重，利用加权平均频偏公式对各个有效径的频偏估计进行合并，得到加权平均频偏估计。其中，该加权平均频偏公式包括：
其中，fo表示加权平均频偏估计，表示第n个有效径的频偏估计，wn表示第n个有效径的频偏估计的权重，表示功率总和，表示第n个有效径的有用信号功率。
示例的，图5是根据图2所示实施例示出的一种噪声和干扰的功率的确定方法的流程图，如图5所示，上述步骤1014所述根据功率排序以及最大有效径条数确定噪声和干扰的功率，包括以下步骤：
步骤10141，根据功率排序，将各个样点中功率最大的前个样点之外的其他样点确定为噪声和干扰样点。
步骤10142，根据噪声和干扰样点的功率计算公式的获取噪声和干扰的功率。其中，该噪声和干扰样点的功率的计算公式包括：
其中，表示最大有效径条数，NFFT表示IFFT的点数，信道冲激响应的样点总数等于NFFT，表示功率排序中σ2表示噪声和干扰样点的功率。
也就是说上述的各个样点中除了功率最大的前个样点外，其余样点均可以看作是噪声和干扰样点，并可利用这些样点进行噪声和干扰样点的功率σ2的计算，的值可以根据带宽来确定，例如当信道的带宽为10M(兆)时，可设置为8。
示例地，图6是根据图2所示实施例示出的一种有效径的有用信号功率的功率总和的获取方法的流程图，如图6所示，当应用于OFDM系统时，图3中的步骤1031所述的获取各个有效径的有用信号功率的功率总和，包括以下步骤：
步骤10311，对于各个有效径：将有效径的功率减去噪声和干扰的功率的值与零进行比较，将二者中的最大值作为有效径的有用信号功率，得到各个有效径的有用信号功率。
也就是说，对于每个有效径的功率中除去噪声和干扰的功率之后的功率，如果大于零，则将除去噪声和干扰的功率之后的功率作为该有效径的有用信号功率，如果小于零，则将零作为该有效径的有用信号功率，这样也可以理解为将无用信号功率滤除。
步骤10312，利用功率求和公式，获取各个有效径的有用信号功率的功率总和。该功率求和公式包括：
其中，表示功率总和，表示第n个有效径的功率，表示第n个有效径的有用信号功率，σ2表示噪声和干扰样点的功率，Npath表示有效径的数量。
示例地，图7是根据图1所示实施例示出的一种多普勒扩展估计的确定方法的流程图，如图7所示，当应用于OFDM系统时，图1中的步骤104所述的根据各个有效径的频偏估计，加权平均频偏估计以及合并权重，获取均方根频偏扩展，作为多普勒扩展估计，可以包括以下步骤：
步骤1041，根据各个有效径的频偏估计，加权平均频偏估计以及各个有效径的合并权重，利用均方根扩展计算公式获取均方根频偏扩展。
其中，均方根扩展计算公式包括：
其中，fDopp表示均方根频偏扩展，表示第n个有效径的频偏估计，wn表示第n个有效径的频偏估计的合并权重，fo表示加权平均频偏估计，Npath表示有效径的数量。
步骤1042，将均方根扩展作为多普勒扩展估计。
利用上述均方根的计算方式，可以适用于信道不满足瑞利衰落的条件，即不满足信道为均匀散射的模型的场景，因此该计算方式适合应用在高速移动场景下信道的多普勒扩展的计算。
由此可见，本公开能够解决在高速场景下各条多径的直视径成分较大，且携带不同的频偏导致的常规频偏估计方法不再适用的问题，可以获取高速移动场景下的频偏估计，并且，可以规避传统多普勒估计方法中均匀散射模型不成立，贝塞尔函数不适用的问题，从而可以确定高速移动场景下的多普勒扩展。
图8是根据一示例性实施例示出的一种高速移动场景下的频偏和多普勒扩展的确定装置的框图，如图8所示，该装置800包括：
有效径获取模块810，用于根据信道冲激响应获取有效径。
频偏估计模块820，用于获取各个有效径的有效径相关值，并根据有效径相关值的相位获取各个有效径的频偏估计。
加权平均频偏估计模块830，用于根据各个有效径的功率计算合并权重，将各个有效径的频偏估计以合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计。
多普勒扩展估计模块840，用于根据各个有效径的频偏估计，加权平均频偏估计以及合并权重，获取均方根频偏扩展，作为多普勒扩展估计。
可选的，图9是图8所示实施例示出的一种有效径获取模块的框图，如图9所示，该有效径获取模块810，包括：
冲激响应获取子模块811，用于将频域信道估计变换到时域，得到信道冲激响应。
功率延迟分布获取子模块812，用于获取信道冲激响应中的各个样点的功率延迟分布。
功率排序子模块813，用于根据各个样点的功率延迟分布，进行功率排序。
噪声和干扰的功率确定子模块814，用于根据功率排序以及最大有效径条数确定噪声和干扰的功率。
功率门限确定子模块815，用于根据噪声和干扰的功率以及功率排序中的最大功率确定用于筛选有效径的功率门限。
有效径确定子模块816，用于将各个样点中的功率大于功率门限的样点作为有效径。
可选的，图10是根据图8所示实施例示出的一种频偏估计模块的框图，如图10所示，该频偏估计模块820，包括：
有效径相关值获取子模块821，用于获取各个有效径的有效径相关值。
频偏估计获取子模块822，用于对各个有效径的有效径相关值进行相位提取，并根据各个有效径的相关值提取的相位获取各个有效径的频偏估计。
可选的，图11是根据图8所示实施例示出的一种加权平均频偏估计模块的框图，如图11所示，该加权平均频偏估计模块830，包括：
功率总和获取子模块831，用于获取各个有效径的有用信号功率的功率总和。
合并权重获取子模块832，用于将每个有效径的有用信号功率与有用信号功率的功率总和的比值作为每个有效径的合并权重。
加权平均频偏估计子模块833，用于将各个有效径的频偏估计以合并权重进行加权合并，得到加权平均频偏估计。
可选的，当应用于OFDM系统时，冲激响应获取子模块811，用于：
通过对频域信道估计进行快速傅里叶反变换IFFT将频域信道估计变换到时域，得到信道冲激响应；
IFFT的公式包括：
其中，表示位于时间方向上第l个CRS OFDM符号，频率方向上第k个CRS RE的频域信道估计；表示第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的第n个样点的值，NFFT表示IFFT的点数，信道冲激响应的样点总数等于NFFT，K表示频率方向上CRS RE的总数，L表示时间方向上CRS符号的总数；
其中，在进行IFFT时，当NFFT＞K时，对第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计进行补0，使第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计的长度等于NFFT；当NFFT≤K时，取第l个CRS OFDM符号上的频域信道估计中的NFFT个样点进行IFFT。
可选的，当应用于OFDM系统时，功率延迟分布获取子模块812，用于：
对各个CRS OFDM符号所计算的信道冲激响应进行功率平均得到功率延迟分布PDP；
其中，进行功率平均的公式包括：
其中，表示PDP中第n个样点的功率，表示第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的第n个样点的值，NFFT表示IFFT的点数，信道冲激响应的样点总数等于NFFT。
可选的，当应用于OFDM系统时，功率排序子模块813，用于：
将功率延迟分布中的功率序列按照功率从大到小的顺序进行排序，得到功率排序，功率排序中包括新的序列其中
可选的，图12是根据图9所示实施例示出的一种噪声和干扰的功率确定子模块的框图，如图12所示，该噪声和干扰的功率确定子模块814，包括：
噪声和干扰样点确定子模块8141，用于根据功率排序，将各个样点中功率最大的前个样点之外的其他样点确定为噪声和干扰样点。
噪声和干扰的功率获取子模块8142，用于根据噪声和干扰样点的功率计算公式的获取噪声和干扰的功率。
噪声和干扰样点的功率的计算公式包括：
其中，表示最大有效径条数，NFFT表示IFFT的点数，信道冲激响应的样点总数等于NFFT，σ2表示噪声和干扰样点的功率。
可选的，当应用于OFDM系统时，功率门限确定子模块815，用于：
根据噪声和干扰的功率以及功率排序中的最大功率，利用功率门限计算公式确定功率门限。
该功率门限计算公式，包括：
其中，Γ表示功率门限，ρnoise表示噪声门限系数，σ2表示噪声和干扰样点的功率，ρmaxPath表示最大径门限系数，表示功率排序中的最大功率。
可选的，当应用于OFDM系统时，有效径相关值获取子模块821，用于：
利用相关值计算公式，计算相邻CRS OFDM符号上的相同位置的有效径进行有效径相关值；相关值计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的有效径相关值，表示时间方向上第l个CRS OFDM符号的信道冲激响应的样点in的值，表示时间方向上第l+1个CRS OFDM符号的信道冲激响应的样点in的值，其中样点in为作为第n个有效径的样点，Npath表示有效径的数量。
可选的，图13是根据图10所示实施例示出的一种频偏估计获取子模块的框图，如图13所示，当应用于OFDM系统时，该频偏估计获取子模块822，包括：
相位提取子模块8221，用于利用相位计算公式对各个有效径的有效径相关值进行相位提取。
频偏估计确定子模块8222，用于利用频偏计算公式根据各个有效径的相关值提取的相位获取各个有效径的频偏估计。
其中，相位计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的有效径相关值的相位，表示第n个有效径的有效径相关值，Npath表示有效径的数量。
频偏计算公式包括：
其中，表示第n个有效径的频偏估计，T表示相邻CRS OFDM符号的时间间隔。
可选的，图14是根据图11所示实施例示出的一种功率总和获取子模块的框图，如图14所示，当应用于OFDM系统时，功率总和获取子模块831，包括：
有用信号功率获取子模块8311，用于对于各个有效径：将有效径的功率减去噪声和干扰的功率的值与零进行比较，将二者中的最大值作为有效径的有用信号功率，得到各个有效径的有用信号功率。
功率总和确定子模块8312，用于利用功率求和公式，获取各个有效径的有用信号功率的功率总和。
其中，功率求和公式包括：
其中，表示功率总和，表示第n个有效径的功率，表示第n个有效径的有用信号功率，σ2表示噪声和干扰样点的功率，Npath表示有效径的数量。
可选的，当应用于OFDM系统时，加权平均频偏估计子模块833，用于：
利用加权平均频偏公式对各个有效径的频偏估计进行合并，得到加权平均频偏估计；
其中，加权平均频偏公式，包括：
其中，fo表示加权平均频偏估计，表示第n个有效径的频偏估计，wn表示第n个有效径的频偏估计的合并权重，表示功率总和，表示第n个有效径的有用信号功率。
可选的，图15是根据图8所示实施例示出的一种多普勒扩展估计模块的框图，如图15所示，该多普勒扩展估计模块840，包括：
均方根频偏扩展获取子模块841，用于根据各个有效径的频偏估计，加权平均频偏估计以及各个有效径的合并权重，利用均方根扩展计算公式获取均方根频偏扩展。
多普勒扩展估计子模块842，用于将均方根扩展作为多普勒扩展估计。
其中，均方根扩展计算公式包括：
其中，fDopp表示均方根频偏扩展，表示第n个有效径的频偏估计，wn表示第n个有效径的频偏估计的合并权重，fo表示加权平均频偏估计，Npath表示有效径的数量。
综上所述，本公开能够解决在高速场景下各条多径的直视径成分较大，且携带不同的频偏导致的常规频偏估计方法不再适用的问题，可以获取高速移动场景下的频偏估计，并且，可以规避传统多普勒估计方法中均匀散射模型不成立，贝塞尔函数不适用的问题，从而可以确定高速移动场景下的多普勒扩展。
以上结合附图详细描述了本公开的优选实施方式，但是，本公开并不限于上述实施方式中的具体细节，在本公开的技术构思范围内，可以对本公开的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本公开的保护范围。
另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本公开对各种可能的组合方式不再另行说明。
此外，本公开的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本公开的思想，其同样应当视为本公开所公开的内容。
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