本发明是涉及一种无线或宽频通信技术，且特别涉及在无线或宽频通信技术中多载波通信系统的通道估测方法。
背景技术：
在无线或宽频通信中，信号传送是关键技术之一。为了能提升数据的传送量，多载波调制(multicarriermodulation)已经被提出，且被视为是一个重要的信号传送技术，可以应用在无线或宽频通信。而再进一步的研发中，使用偏移正交振幅调制(offsetquadratureamplitudemodulation；oqam)的滤波器组多载波(filterbankmulticarrier；fbmc)系统也后续被提出。
使用偏移正交振幅调制的滤波器组多载波(以下简称fbmc/oqam)系统的架构包含多个子载波通道，其是对应不同频率的通道。这些子载波通道依照时间周期传送数据；在一个时间周期，每一个子载波通道传送一个符元(symbol)。以m个子载波通道为例，在一个时间周期会有m个符元同时被传送，其中一个符元是代表一个复数数据的实部或虚部；例如：第m个子载波通道传送一个复数数据(am,n+jam,n+1)的方式可为，在某一个时间周期传送对应的实部符元am,n，接着在下一个时间周期传送对应的虚部符元am,n+1，如此交替传送一个复数数据的实部符元与虚部符元。在fbmc/oqam系统中，发射端设备依照上述方式或类似作法，利用多个子载波通道同时传送多个数据符元(或称原始符元)到接收端设备。
然而，fbmc/oqam系统所面临的问题之一是，须有足够的通道估测准确度，才能将被传送的原始符元在接收端正确解析出来。
虽然传统技术提出在实际传送数据前，先传送一些给定的前言数据，以允许接收端设备能估测每一个通道的频率响应，但是在无线或宽频通信的传输过程中，难免会引入一些噪声或干扰而造成通道估测误差，而如何降低此误差是无线或宽频通信系统设计需要考量的重点之一。
技术实现要素：
本发明提供多载波通信系统，其中所提出的前言结构可以降低通道估测误差，提升通信品质。
本发明提供多载波通信系统，包括发射端设备与接收端设备。发射端设备依照时间周期处理对应于多个子载波通道的多个原始符元。该多个符元经过适当的正相位调整与升频取样处理且由合成滤波器组合成基频信号组后，传送至通道。接收端设备依照该时间周期由通道接收该基频信号组，接着经过解析滤波器组的解析、降频取样处理及适当的反相位调整后，再由检测器分别得到对应于该多个子载波通道的多个接收符元。在传送数据的时帧(timeframe)中，每一个该子载波通道的初始三个该原始符元是给定的三个领航符元所构成的前言，其中每相邻的三个该子载波通道的三个该前言构成一个前言单元，而该前言单元的所有领航符元以一个3x3的矩阵表示。该前言单元在中心领航符元被正规化为1或j时的基础矩阵为：
其中1是实数值，而j是虚数值。
一种多载波通信方法，包括：通过发射端设备传送出基频信号组，其中依照时间周期处理对应于多个子载波通道的多个原始符元，其中该多个符元经过适当的正相位调整与升频取样处理且由合成滤波器组合成该基频信号组后，传送至通道；通过接收端设备解析出多个接收符元，其中依照该时间周期由通道接收该基频信号组，接着经过解析滤波器组的解析、降频取样处理及适当的反相位调整后，再由检测器分别得到对应于该多个子载波通道的多个接收符元。在传送数据的时帧中，每一个该子载波通道的初始三个该原始符元是给定的三个领航符元所构成的前言，其中每相邻的三个该子载波通道的三个该前言构成一个前言单元，而该前言单元的所有领航符元以一个3x3的矩阵表示。该前言单元在中心领航原始符元被正规化为1或j时的基础矩阵为：
其中1是实数值，而j是虚数值。
依照实施例，于所述的多载波通信系统与方法中，该基础矩阵当作该前言单元，或是再乘上一个非零常数后构成该前言单元。
依照实施例，于所述的多载波通信系统与方法中，该多载波通信系统包括fbmc/oqam系统。
依照实施例，于所述的多载波通信系统与方法中，该接收端设备依据每一个该前言单元先估测出出该矩阵的中心领航符元所对应的子载波通道增益，并达到最小均方误差的通道估测效果。
依照实施例，于所述的多载波通信系统与方法中，该中心领航符元所对应的子载波的前后两个子载波通道增益是利用该多个中心领航符元所对应的通道增益估测结果内插计算而得。
依照实施例，于所述的每一个该子载波通道对应一个不重迭的频率。
附图说明
包含附图以便进一步理解本发明，且附图并入本说明书中并构成本说明书的一部分。附图说明本发明的实施例，并与描述一起用于解释本发明的原理。
图1是依照本发明的实施例所绘制的多载波通信系统的基频架构示意图。
图2是依照本发明的实施例所绘制的前言单元中周边领航符元对中心领航符元的干扰机制示意图。
图3是依照本发明的实施例所绘制的包含前言单元与拟传送数据的时频符元架构示意图。
图4是先前iam-r方案的时频符元架构示意图。
图5是先前iam-c方案的时频符元架构示意图。
图6是先前e-iam-r方案的时频符元架构示意图。
图7是先前e-iam-c方案的时频符元架构示意图。
附图标号说明
50：多载波通信系统
52：发射端设备
54：接收端设备
56：合成滤波器组
58：合成滤波器
60：升频取样器
62：加总器
64：解析滤波器组
66：解析滤波器
68：降频取样器
70：检测器
80：通道
100：前言部
110：时频符元架构
120：时频符元架构
130：时频符元架构
140：时频符元架构
150：时频符元架构
具体实施方式
本发明针对多载波通信系统的数据传送方式，在时频(time-frequency)的数据架构下，提出前言单元，有利于降低通道估测误差。
本发明的多载波通信系统是以fbmc/oqam系统为例说明，但并不以此为限。同样，本发明也不限于以下所举的实施例。
图1是依照本发明的实施例所绘制的多载波通信系统的基频架构示意图。参阅图1，所示的多载波通信系统50是fbmc/oqam系统，基本上包含发射端设备52与接收端设备54。以m个子载波为例，每一个子载波具有不同的频率而构成多个子载波通道，且每一子载波通道在每一时间周期传送一个符元的数据。
就一般架构，发射端设备52依照时间周期处理对应于多个子载波通道的多个原始符元a0,n、a1,n、…、am-1,n，其中该多个符元依频率顺序经过正相位ejπ(n)/2、ejπ(n+1)/2、…、ejπ(n+m-1)/2乘积以及升频取样器60的处理后，再经由合成滤波器组(synthesisfilterbank)56进行合成以及由加总器(summingunit)62加总后，构成基频信号组s[k]，k代表升频取样后的时间周期顺序。合成滤波器组56对应所处理的通道数量，有m个合成滤波器g[k]58以及对应的乘法器，乘上适当的相位调整。处理后的基频信号组s[k]通过通道80，而被传送出去。在未升频取样前的时间周期n传送的原始符元a0,n、a1,n、…、am-1,n若为复数数据(am,n+jam,n+1,m＝0,1,2,...,m-1)的实部，则在下一个时间周期n+1传送的原始符元为复数数据的虚部(a0,n+1、a1,n+1、…、am-1,n+1)，反之亦然；如此交替传送复数数据的实部符元与虚部符元。然而，如后面更详细的描述，在传送实际的数据前会先传送前言数据，进行通道估测。
就上述发射端设备52的架构，基频信号组s[k]在理论上可以由式(1)表示：
接收端设备54依照相同的时间周期，接收由通道80传送来的基频信号组s[k]，经过解析滤波器组(analysisfilterbank)64的解析、降频取样器68的取样处理以及适当的反相位e-jπ(n)/2、e-jπ(n+1)/2、…、e-jπ(n+m-1)/2调整后，由检测器70分别得到对应于该多个子载波通道的多个接收符元
由于基频信号组s[k]在通道80的传送过程中，一般会引入一些噪声，例如是加性高斯白噪声η[k](additivewhitegaussiannoise)。另外，若通道的响应以h[k]来表示，则被接收端设备54接收的接收信号y[k]可以如式(2)表示：
y[k]＝h[k]*s[k]+η[k]…………(2)
接着，在接收端设备54，对于第k个时间周期的第m个通道的子载波的频率响应若以hm[k]表示，并假设通道延迟小于多载波滤波器组符元的传送时间，也就是hm[k]＝hm,n，则接收信号y[k]可以如式(3)表示：
另外，接收符元
其中
在一般情况下，相邻三个子载波所构成的次波段(subband)于三个连续的时间周期内的衰减(fading)通常很小，因此该三个子载波在该三个连续的时间周期内的频域(frequency-domain)上的通道增益可视为接近定值，也就是hm±1,n±1≈hm,n。
接着，式(4)所检测到的信号
由于滤波器的旁瓣(sidelobe)很小，式(5)中的右边第一项的数值远大于第二项的数值，因此第二项可以忽略。如此，式(5)可再度简化成式(6)：
为方便说明，本发明以子载波m和时间周期1为中心定义前言单元为3x3的矩阵，如式(7)：
也即在传送数据的时帧中，子载波m-1、m及m+1中的初始三个连续时间周期的领航符元{am-1,0,am-1,1,am-1,2}、{am,0,am,1,am,2}、{am+1,0,am+1,1,am+1,2}构成前言单元。于是，子载波m在时间周期1的通道增益hm,1估测可以写为式(8)：
对于式(8)的通道增益估测所产生的误差，可采用均方误差(mean-squarederror；mse)来分析，对应的mse如式(9)所示：
其中e{·}代表统计期望值(statisticalexpectation)，ση是ηm,n的标准差(standarddeviation)，而系数β、γ、δ则如下所示：
根据如式(9)和式(10)，要降低mse，就需要使分母值增大，其中分母是|a+jb|2的形式。在滤波器g[k]是给定的情形下，与中心领航符元am,1相邻的其它领航符元对am,1的干扰系数(interferencecoefficient)包含±jβ、±jγ、jδ，对应的关系如图2所示。
图2是依照本发明的实施例所绘制的前言单元中周边符元对领航符元的干扰机制示意图，其中各周边领航符元乘上对应的干扰系数即是对中心领航符元am,1的干扰，如图2的箭头所示。
关于|a+jb|2的形式，基于-j˙j＝1的关系，如果b是含“-j”的虚数，则|a+jb|2会处于最大值|a+|b||2。在考量图2中周边符元乘上对应的干扰系数后对中心领航符元am,1所形成的干扰关系，前言单元可以设定成式(11)或是式(12)的矩阵：
这是前言单元的中心领航符元被正规化为1或j时的基础矩阵。本发明的前言单元不限于中心领航符元am,1是1或j，也即上述的基础矩阵可以再乘上一个非零常数后构成该前言单元。
以子载波m-1的领航符元am-1,1为例，其对中心领航符元am,1的乘积会有“jβ”的系数，因此如果将am-1,1设为“-j”，则jβ×(-j)＝β，会产生最大值。如此，对于式(9)的mse计算，在式(11)或是式(12)的前言单元的结构下，其分母会趋向最大值，也因此式(9)的mse会趋向最小值。
图3是依照本发明的实施例所绘制的包含前言单元与拟传送数据的时频符元架构示意图。参阅图3，取式(11)的前言单元为例，在图1的多载波通信系统的操作下，时频符元架构(time-frequencysymbolstructure)110会包含前言部100，以及后续的数据部。时间周期以时间指数0,1,2,….来对时间区分，其中在时间指数0,1,2的符元是领航符元，也就是领航前言。子载波所对应的频率以频率指数来区分，其中每相邻的三个子载波m-1、m、m+1配合的领航前言就构成前言单元。前言单元是每三个子载波重复一次，其对应的中心领航符元是1。于本实施例中，图3的前言部与数据部是原始符元，也就是图1的发射端设备52依照时间指数拟处理传送的信号，其中属于前言部100的信号所对应的数值是给予的固定值，而属于数据部的信号则非固定值。于本实施例，前后两个符元a与b代表一个复数值a+jb。
根据图3的前言架构，m个子载波以频率指数m来表示，其中m＝0,1,2,…,m-1。于本实施例，子载波m＝mc＝1,4,7,10,…对应的通道增益(也即每一前言单元的中心领航符元所对应的子载波通道增益)会被估测，而其它的子载波mc-1和mc+1的通道增益则可以根据mc＝1,4,7,10,…的子载波通道增益估测结果，利用内插法或类似的方式计算得到。
本发明说明书进一步将所提出的前言单元结构与其它几种形式的先前前言结构比较，图4到图7是这些比较对象的时频符元架构示意图。
参阅图4，时频符元架构120的前言部100的数值在时间指数为0与2的符元都是“0”，而在时间指数为1的符元是1或是-1，并以两个通道为单元交互变化，也就是1、1、-1、-1、1、1、-1、-1、…的变化，也可看成是以四个子载波为一个重复单元。时频符元架构120又称为iam-r方案。
参阅图5，时频符元架构130的前言部100的数值，在时间指数为0与2的符元都是“0”，而在时间指数为1的符元是以四个通道为重复单元，依序是-1、j、1、-j。时频符元架构130又称为iam-c方案。
参阅图6，时频符元架构140的前言部100，是以图4的架构为基础，在时间指数为0的符元是-1、1、1、-1的重复，在时间指数为1的符元是1、1、-1、-1的重复，而在时间指数为2的符元是1、-1、-1、1的重复。时频符元架构140又称为e-iam-r方案。
参阅图7，时频符元架构150的前言部100，在时间指数为0的符元是-1、j、1、-j的重复，在时间指数为1的符元是j、1、-j、-1的重复，而在时间指数为2的符元是1、-j、-1、j的重复。时频符元架构150又称为e-iam-c方案。
针对图3到图7的时频符元架构进行通道估测的mse分析结果如表一所列，由此可见本发明具有较小的通道估测误差值。
表一
另外，根据不同的脉冲整形(pulseshaping)滤波器对上述通道估测方案进行模拟的结果也显示，本发明所提出的前言方案比其它方案具有较佳的mse与位错误率(biterrorrate；ber)效能。
综上所述，本发明所提供的多载波通信系统、前言单元结构及通道估测方法，能够降低多载波通信系统的通道估测均方误差，进而提升通信品质，确保所传送数据的正确性。
虽然本发明已以实施例公开如上，但其并非用以限定本发明；任何所属技术领域中具有通常知识的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，应当可以进行适当的更动与修饰，然而这些更动与修饰都仍应当为所附权利要求所涵盖。