融合码下标调制的多进制差分混沌移位键控调制解调器的制作方法

本发明涉及无线通信，尤其是涉及一种融合码下标调制的多进制差分混沌移位键控调制解调器。

背景技术：

混沌信号不仅易于产生，而且产生的成本低，它具有宽带、非周期和类似噪声等特性，使得以混沌信号为载波的混沌通信系统成为传统扩频通信系统的低成本替代方案。同时，混沌通信在保密通信、短距离通信和超宽带通信系统中也具有很强的竞争力。差分混沌移位键控(DCSK:Differential Chaotic Shift Keying)作为混沌通信系统的一种，具有一般混沌通信系统的优点。且DCSK系统具有非常简单接收机结构，在多径衰落信道和时变信道下性能良好。

现有的差分混沌移位键控系统使用混沌信号作为载波，在发射端，系统通过混沌映射的方式产生混沌信号，在传输信号的前半个符号周期内传输该混沌信号作为参考信号。在传输信号的后半个符号周期内，根据传输信息比特的值重复或反转的该混沌信号作为信息承载信号，即当信息比特为1时，重复传输该混沌信号；当信息比特为0时，传输该混沌信号的反转信号。DCSK系统接收端接收到经过信道的传输信号，一个周期的传输信号包含参考信号和信息承载信号两部分，接收端将这两部分信号送入自相关接收机，计算这两部分信号之间的相关特性，根据计算得到的相关特性结果来判决传输的信息比特，若相关特性结果大于0，则传输的信息比特为“1”；否则传输的信息比特为“0”。

现有的差分混沌移位键控调制解调器是通过参考段信号(前β个采样信号)和信息承载段信号(后β个采样信号)在时域上正交复用实现的。DCSK的发送信号时隙结构如图1所示，由于DCSK信号的半个符号周期被用于传输参考信号，而参考信号不携带信息，导致了现有的DCSK系统传输数据率和能量效率低下。此外，现有的DCSK系统在接收端需要对接收信号进行半个符号周期的延时，需要相应的延时电路。对于DCSK接收中的相关器有两种实现方案，即数字实现和模拟实现，对于数字实现，当宽带传输时，如超宽带(UWB)，需将模拟信号转换为数字信号，在数字域实现信号延时，但是UWB的带宽通常都达到数个GHZ，这必然要求接收机前端的A/D转换具有很高的采用频率，使得接收机的功耗和成本都急剧增加。而如果接收机相关器采用模拟实现，则要对宽带信号进行延时，就目前的技术来说，要实现宽带信号长的模拟延时也难以做到低成本的集成。因此提升系统效率的同时消除接收机中的延时单元成为现有差分混沌移位键控调制解调器亟待解决的问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对现有的差分混沌移位键控调制解调器半个符号周期不承载信息，导致了系统的传输数据率和能量效率低下，以及在宽带传输时实现困难等问题，提供可避免接收机使用延时单元，同时提升系统传输数据率的融合码下标调制的多进制差分混沌移位键控调制解调器。

本发明包括调制器和解调器；

所述调制器设有：

信源RCG；

比特符号转换器BC₁,BC₂,BC₃；

切换开关SW_2,1,SW_2,2,SW_3,1,SW_3,2；

方波发生器S_1,1,S_1,2,...,S_1,2N,S_1,R；

乘法器M_1,1M_1,2,...,M_1,2N,M_1,R,M_a,M_b；

M-ary DCSK编码器EC；

加法器ADD；

所述信源RCG包括：混沌载波发生器G、延时单元D₁,D₂,...,D_P-1、切换开关SW₁；

由方波发生器S_1,1,S_1,2,...,S_1,N分别连接对应的乘法器M_1,1M_1,2,...,M_1,N，乘法器M_1,1M_1,2,...,M_1,N分别连接切换开关SW_2,1、SW_2,2的对应节点T_2,1,1,T_2,1,2,...,T_2,1,N、T_2,2,1,T_2,2,2,...,T_2,2,N组成第一支路；

由方波发生器S_1,N+1,S_1,N+2,...,S_1,2N分别连接对应的乘法器M_1,N+1M_1,N+2,...,M_1,2N，乘法器M_1,N+1M_1,N+2,...,M_1,2N分别连接到切换开关SW_3,1、SW_3,2的对应节点T_3,1,1,T_3,1,2,...,T_3,1,N、T_3,2,1,T_3,2,2,...,T_3,2,N组成第二支路；

所述解调器设有：

接收器R；

方波发生器S_2,1,S_2,2,...,S_2,2N,S_2,R；

乘法器M_2,1,M_2,2,...,M_2,2N,M_2,R,M_3,1,M_3,2,...,M_3,2N；

累加器AC₁,AC₂,...,AC_2N；

取绝对值器AB₁,AB₂,...,AB_2N；

比较器CP₁,CP₂；

切换开关SW₄,SW₅；

码下标检测器CD₁,CD₂；

选择器SL₁,SL₂；

符号比特转换器SC₁,SC₂,SC₃；

判决器DE；

由方波发生器S_2,1、乘法器M_2,1,M_3,1、累加器AC₁和取绝对值器AB₁串联组成分支1；

由方波发生器S_2,2、乘法器M_2,2,M_3,2、累加器AC₂和取绝对值器AB₂串联组成分支2，以此类推，共组成2N个分支。

本发明将传输的信息比特映射在第一支路和第二支路的Walsh码的选择上，通过在发射端利用信息比特转换成信息映射符号选择相应的Walsh码，在接收端比较输出信号的绝对值大小来检测发送端所选择的Walsh码，并将检测出的Walsh码下标值作为信息映射符号的估计值，将其解映射后得到信息映射比特的估计值。码下标调制利用Walsh码的下标值作为传输信息比特的载体，有效地提高了现有DCSK系统的传输数据率，此外，本发明利用两个正交的Walsh码实现对两路正交信号符号的传输，从而实现了多进制的调制，多进制调制方式可有效地增加了现有DCSK系统的传输数据率。另外，由于本发明将差分混沌移位键控的参考信号和信息承载信号复用在相互正交的Walsh码上，使得参考信号和信息承载信号在码域上实现正交，而在时域上是重叠的，这样就消除了接收机中的延时电路，从而降低了系统实现的复杂度。

附图说明

图1为现有DCSK的发射信号时隙结构示意图；

图2为本发明实施例的组成结构示意图；

图3为本发明实施例的信源RCG组成结构示意图；

图4为Walsh码码长为8的Walsh码分配方案及其传输的映射比特数；

图5为融合码下标调制的多进制DCSK的发射信号时隙结构示意图；

图6为融合码下标调制的多进制DCSK解调器的组成结构示意图；

图7为加性高斯白噪声(AWGN)信道下，码下标调制的多进制DCSK在不同Walsh码码长下与常规DCSK的误比特率性能比较，调制进制数为4，扩频因子为128；

图8为加性高斯白噪声(AWGN)信道下，码下标调制的多进制DCSK在不同Walsh码码长下与常规DCSK的误比特率性能比较，调制进制数为8，扩频因子为128；

图9为多径瑞利(Rayleigh)衰落信道下，码下标调制的多进制DCSK在不同Walsh码码长下与常规DCSK的误比特率性能比较，调制进制数为4，扩频因子为512；

图10为多径瑞利(Rayleigh)衰落信道下，码下标调制的多进制DCSK在不同Walsh码码长下与常规DCSK的误比特率性能比较，调制进制数为8，扩频因子为512。

具体实施方式

图2给出融合码下标调制的多进制DCSK调制器的组成结构示意图，系统传输的每帧比特流表示为其中比特流表示第一支路码下标调制的信息映射比特流，映射成信息映射符号a_l,CIM；比特流表示第二支路的码下标调制的信息映射比特流，映射成信息映射符号b_l,CIM；比特流表示多进制DCSK调制信息比特流，映射成信息调制符号s_l。第一支路信息映射符号a_l,CIM∈{1,...,N}，对应于P行Walsh码矩阵中的其中N行Walsh码其中N满足这里a_l,_CIM＝1对应于Walsh码a_l,CIM＝2对应于Walsh码以此类推，信息映射符号a_l,CIM与N行Walsh码一一对应，因此码下标调制映射符号可用于Walsh码的选择。同理，第二支路信息映射符号b_l,CIM∈{1,...,N}，对应于Walsh码信息调制符号s_l∈{1,...,M}，M表示多进制DCSK调制的进制数。

系统的Walsh码分配方案及其传输的映射比特数：对于码长为P的Walsh码矩阵，如果参考序列Walsh码选择矩阵中前P/2中的任意一个，则第一支路的信息承载Walsh序列从后P/2的前P/4中选取，第二支路的信息承载Walsh序列从剩余的P/4中选取，其中每个支路传输的最大映射比特数为则两个支路传输的最大映射比特数为图4为Walsh码码长为8的Walsh码分配方案及其传输的映射比特数，前4行Walsh码序列w₁,w₂,w₃,w₄分配给参考信号分支，即从这4个Walsh码中任选一个作为参考信号的Walsh码序列，Walsh码序列w₅,w₆分配给第一支路，则第一支路码下标调制的映射比特数为Walsh码序列w₇,w₈分配给第二支路，则第二支路码下标调制的映射比特数为因此两个支路传输的总的映射比特数最大为2。

调制器具体调制过程如下：信源RCG输出的是周期性混沌载波信号，由如图3所示的电路产生，具体产生过程是由混沌载波发生器G产生长度为R的混沌载波信号分两路分别进入切换开关SW₁(此时切换开关切换到节点T_1,1)和延时单元D₁，进入延时单元D₁的信号延时R后分两路分别进入切换开关SW₁(此时切换开关切换到节点T_1,2)和延时单元D₂，以此类推，经过P-1个类似的操作后,切换开关SW₁输出单位长度为R，周期为P,总长度为β的周期性混沌载波信号，其中β满足β＝PR。

信源RCG产生的周期性混沌载波信号分三路分别进入乘法器M_1,R，M_a和M_b，参考序列Walsh码w_R进入方波发生器S_1,R产生与混沌载波信号等长的信号后进入乘法器M_1,R，在乘法器M_1,R中与混沌载波信号相乘，相乘结果送入加法器ADD。传输的每帧信息比特流表示为其中比特流进入比特符号转换器BC₁转换成信息映射符号a_l,CIM后输出，送入第一支路的切换开关SW_2,1，根据a_l,CIM值选择对应的Walsh码后切换开关SW_2,1切换到相应的节点并连接到相应的乘法器，对应的Walsh码序列经过相应的方波发生器后进入该乘法器，该乘法器的输出通过切换开关SW_2,2进入乘法器M_a，乘法器M_a把切换开关SW_2,2输入的信号与混沌载波信号相乘，相乘结果送入M-ary DCSK编码器EC。同理，比特流进入比特符号转换器BC₂转换成信息映射符号b_l,CIM后输出，进入第二支路的切换开关SW_3,1，根据映射符号b_l,CIM选择对应的Walsh码并将切换开关SW_3,1切换到相应的节点后输出，连接到相应的乘法器，对应的Walsh码经过相应的方波发生器后进入该乘法器，该乘法器的输出经过切换开关SW_3,2后进入乘法器M_b，在乘法器M_b中与混沌载波信号相乘，相乘结果送入M-ary DCSK编码器EC。比特流进入比特符号转换器BC₃转换成信息调制符号s_l后直接进入M-ary DCSK编码器EC，M-ary DCSK编码器EC将三个输入的信号调制编码后送入加法器ADD，在加法器ADD中与乘法器M_1,R输入的信号相加，相加结果作为加法器ADD输出端的输出信号s_k。

本发明将参考信号和信息承载信号复用在相互正交的Walsh码上，实现了参考信号和信息承载信号码域正交，时域重叠。图5为融合码下标调制的多进制DCSK的一个符号周期内的发送信号的时隙结构。从时隙结构可以看出，在一个传输的采样周期β内，参考信号段和信息承载信号段在码域上是正交的，在时域上是重叠的，因此这样可以有效地消除延时单元，降低系统实现的复杂度。

图6给出融合码下标调制的多进制DCSK解调器的组成结构示意图，解调器的具体实施过程如下：接收器R接收到的信号r_k分两路输出，一路进入乘法器M_2,R，参考序列Walsh码w_R进入方波发生器S_2,R产生与接收到的信号等长的信号后进入乘法器M_2,R，在乘法器M_2,R中与接收到的信号相乘，相乘结果分别送入2N个分支中对应的乘法器M_3,1,M_3,2,...,M_3,2N，另一路分别进入2N个分支中对应的乘法器M_2,1,M_2,2,...,M_2,2N。在分支1中，Walsh码进入方波发生器S_2,1产生与接收到的信号等长的信号后送入的乘法器M_2,1，在乘法M_2,1中与接收到的信号相乘，相乘结果送入乘法器M_3,1，在乘法器M_3,1中与乘法器M_2,R送入的信号相乘后输出，进入累加器AC₁后分两路输出，一路连接到切换开关SW₄的节点T_4,1，另一路送入取绝对值器AB₁后输出，送入比较器CP₁。在分支2中，Walsh码进入方波发生器S_2,2产生与接收到的信号等长的信号后送入乘法器M_2,2，在乘法M_2,2中与接收到的信号相乘，相乘结果送入乘法器M_3,2，在乘法器M_3,2中与乘法器M_2,R送入的信号相乘后输出，进入累加器AC₂后分两路输出，一路连接到切换开关SW₄的节点T_4,2，另一路送入取绝对值器AB₂后输出，送入比较器CP₁。以此类推，经过2N个类似的操作后,2N个分支共有2N个累加器的输出和2N个取绝对值器的输出。其中分支1至分支N的N个累加器的输出分别连接到切换开关SW₄的对应节点，N个取绝对值器的输出送入比较器CP₁；分支N+1至分支2N的N个累加器的输出分别连接到切换开关SW₅的对应节点，N个取绝对值器的输出送入比较器CP₂。比较器CP₁比较分支1至分支N输入的N个绝对值，选择其中的最大值送入码下标检测器CD₁，检测出其对应的Walsh码下标值作为信息映射符号估计值后分两路输出，一路进入符号比特转换器SC₁输出相应的比特流估计值另一路进入选择器SL₁根据估计值将切换开关SW₄切换到对应节点后输出对应的值z_a,Max送入判决器DE。同理，比较器CP₂比较选择出分支N+1至分支2N输入的N个绝对值中的最大值，将其送入码下标检测器CD₂，并检测出其对应的Walsh码下标值作为信息映射符号估计值后分两路分别进入符号比特转换器SC₂和选择器SL₂，符号比特转换器SC₂将转换成相应的比特流估计值选择器SL₂根据估计值将切换开关SW₅切换到对应节点后输出对应的值z_b,Max送入判决器DE,判决器DE根据送入的值z_a,Max、z_b,Max得到信息调制符号估计值后输出，送入符号比特转换器SC₃输出信息调制比特流的估计值

以下将基于计算机仿真过程，进一步阐述本发明的实施方法：

假如，混沌载波由离散的Logistic映射产生，信号的采样频率设为f_s＝1000次/s，符号的持续时间为T＝0.08s，则等效的扩频因子定义为β＝T×f_s＝80。产生混沌信号的Logistic映射方程为当给定初始值时x(0)，通过迭代式x(i+1)＝1-2×x²(i),i＝0,....,i,....,β-1,可以产生长度为β(扩频因子为β)的混沌载波序列n阶Walsh码构造方法为w_n＝[w_n-1w_n-1；w_n-1-w_n-1]，P表示Walsh码码长，满足P＝2ⁿ。

调制器根据以上产生的混沌载波序列，由如图2所示的调制器完成调制，在每个符号周期内其发送信号可通过以下公式表示为

式中E_s表示符号能量，扩频因子SF＝β，{x_i,i＝1,...,R}是离散混沌序列，满足这里P表示Walsh码的码长。表示信号空间的星座符号,a_l,CIM和b_l,CIM分别为调制到第一支路和第二支路的码下标调制信息映射符号，w_R＝[w_R,1,...,w_R,P]为参考序列Walsh码，和分别为第一支路和第二支路的信息承载序列Walsh码，三者相互正交，其中N满足调制过程如下：周期性的混沌载波序列与经过方波发生器的Walsh码w_R序列相乘，相乘结果作为参考信号；同时，周期性的混沌载波信号分别与第一支路输出的经过方波发生器的Walsh码序列和第二支路输出的经过方波发生器的Walsh码序列相乘，两个相乘结果与信息调制符号一起送入M-ary DCSK编码器调制编码，输出结果作为信息调制信号，参考信号和信息调制信号相加最终得到发射端的发送信号s_k。

在接收端，解调过程如下：

采用如图6所示的解调器调用如下公式，计算前N个分支中的第n个分支输出的判决统计量

计算后N个分支中的第n个分支输出的判决统计量

式中表示接收端接收到的信号，表示为1_R×1＝[1,...,1]^T，w_R＝[w_R,1,...,w_R,P]^T，是Kronecker乘积，⊙是Hadamard乘积。

根据上式中的计算可知，解调过程如下：当n＝1时，为分支1，对应的信息承载Walsh码序列为和表示参考序列Walsh码w_R和信息承载序列Walsh码分别进入对应的方波发生器产生与接收到的信号等长的信号序列，和表示接收到的信号分别与经过方波发生器的Walsh码w_R和的序列相乘，相乘得到的两个结果再相乘后输出，输出结果作为分支1的判决统计量当n＝2时，再进行类似的操作，输出分支2的判决统计量经过N次类似的操作，输出的N个分支的判决统计量。同理，根据上式中的计算可知，的解调过程类似于当n＝1时，为分支N+1，对应的信息承载Walsh码序列为经过与类似的操作后输出分支N+1的判决统计量以此类推，经过N次类似的操作，输出的N个分支的判决统计量。

根据图6所示的解调器调用如下公式，计算信息符号a_l,CIM,b_l,CIM和s_l的估计量

上式中表示第一支路的码下标调制信息映射符号的估计量，表示第二支路的码下标调制信息映射符号的估计量，表示多进制DCSK调制的信息调制符号的估计量。计算的式子表示比较判决统计量的N个值，选择其中的最大值的下标值作为信息映射符号a_l,CIM的估计量根据得到的估计量可解映射得到发射端的第一支路的码下标调制映射比特流的估计值同理，计算的式子表示比较判决统计量的N个值，选择其中的最大值的对应下标值作为信息映射符号b_l,CIM的估计量根据得到的估计量可解映射得到发射端的第二支路的码下标调制映射比特流的估计值计算的式子是根据信号空间星座符号的映射原理得到的，即计算估计量到星座各点的距离，选择距离最小的点作为的估计值，最后将解映射得到多进制DCSK调制的调制比特流估计值

融合码下标调制的多进制差分混沌移位键控调制解调器(CIM-CS-MDCSK)在加性高斯白噪声信道(AWGN)下的误比特率性能如图7和8所示，在多径瑞利(Rayleigh)衰落信道下的误比特率性能如图9和10所示。作为比较，图中给出了常规DCSK在相同条件下即相同的扩频因子和信道条件下的误比特率性能。图中M＝4表示调制方式为QPSK，M＝8表示调制方式为8PSK,WL表示Walsh码码长，SF表示扩频因子。由图7所示，在调制方式为QPSK的情况下，随着Walsh码码长的增大，CIM-CS-MDCSK性能有明显的改善，相比于相同扩频因子的常规DCSK，性能优势明显，当WL＝64时，CIM-CS-MDCSK相比于常规DCSK在BER＝10^-4约有4db增益的性能改善。根据Walsh码的分配及其映射比特数的规则，随着Walsh码码长的增大，系统传输的映射比特数增加，有效地提高了系统的传输数据率。在图8中，当WL＝64时，CIM-CS-MDCSK和常规DCSK的性能相近，但CIM-CS-MDCSK的传输数据率远高于常规DCSK。从图9中可以看出，CIM-CS-MDCSK在WL＝8和WL＝16情况下，系统性能均优于常规DCSK，当BER＝10^-4时，CIM-CS-MDCSK相比于常规DCSK均有约2db的性能增益，但在WL＝32和WL＝64情况下，由于符号间干扰导致系统性能有不同程度的恶化。从图10可以看出，CIM-CS-MDCSK在WL＝8和WL＝16情况下系统性能与常规DCSK相近，但CIM-CS-MDCSK的传输数据率高于常规DCSK。

综上所述，融合码下标调制的多进制DCSK在提升系统性能、提高系统传输数据率和能量效率等方面具有很强的竞争力。

本发明的信源RCG产生的周期性混沌载波信号分三路分别进入乘法器M_1,R,M_a和M_b，Walsh码w_R进入方波发生器S_1,R产生与混沌载波信号等长的信号后输出，进入乘法器M_1,R与混沌载波信号相乘后送入加法器ADD。传输的比特流中相应的比特流分别进入对应的比特符号转换器BC₁，BC₂和BC₃，分别产生信息映射符号a_l,CIM，b_l,CIM和信息调制符号s_l，信息映射符号a_l,CIM进入第一支路选择对应的Walsh码后进入乘法器M_a与混沌载波信号相乘。同理，信息映射符号b_l,CIM进入第二支路选择对应的Walsh码后进入乘法器M_b，在乘法器M_b中与混沌载波信号相乘。信息调制符号s_l与乘法器M_a、M_b输出的结果一起送入M-ary DCSK编码器EC,在M-ary DCSK编码器EC中完成调制编码后送入加法器ADD，在加法器ADD中与乘法器M_1,R输入的信号相加，相加结果作为加法器ADD输出端的输出信号s_k。

系统通过码下标调制的方式在第一支路和第二支路通过选择不同的Walsh码来传输比特流，同时利用Walsh码的下标值作为传输信息比特的载体，有效地提高了系统的传输数据率。

本发明利用两个正交的Walsh分别调制信息符号a_l和b_l，而a_l和b_l构成了多进制的信息符号s_l从而实现了多进制的调制。

由接收器R接收到的信号r_k分两路输出，一路进入乘法器M_2,R与经过方波发生器的Walsh码w_R相乘，相乘结果分别送入2N个分支中对应的乘法器M_3,1,M_3,2,...,M_3,2N，另一路分别进入2N个分支中对应的乘法器M_2,1,M_2,2,...,M_2,2N。在每个分支中，对应的Walsh码经过相应的方波发生器后进入对应的乘法器与接收到的信号相乘，相乘结果送入下一级乘法器与乘法器M_2,R送入的信号相乘，相乘结果送入相应的累加器后分两路输出，一路连接到对应的切换开关的对应节点，另一路送入对应的取绝对值器后送入对应的比较器。比较器CP₁比较选择N个输入值的最大值后，将其送入码下标检测器CD₁,检测出其对应的下标值估计值后分两路输出，一路进入符号比特转换器SC₁输出第一支路的估计比特流，另一路进入选择器SL₁根据将切换开关SW₄切换到对应节点输出对应的值z_a,Max送入判决器DE。同理，经过类似于上述的操作后，也输出了第二支路的估计比特流和把估计值z_b,Max送入判决器DE。判决器DE根据送入的值z_a,Max、z_b,Max得到信息调制符号估计值后输出，进入符号比特转换器SC₃输出信息调制比特的估计值。

相应的比较器比较输入的N个值选出其中的最大值，将其送入码下标检测器检测出其对应的下标值作为相应支路的信息映射符号的估计值，并将该估计值通过相应的符号比特转换器解映射得到相应支路的映射估计比特流。