基于高超音速场景的频域序列相关信道测量方法与流程

本发明属于通信技术领域，涉及一种频域序列相关信道测量方法，具体涉及一种基于高超音速场景的频域序列相关信道测量方法，可用于信道测量带宽受限的高多普勒频偏场景中的信道参数提取。

背景技术：

无线信道作为通信系统中至关重要的环节，是设计通信系统的先决条件。信道质量的好坏直接影响通信性能，为得到精确的信道参数，需要运用不同方法对各类信道进行测量。早期的信道测量方法为脉冲信道测量法，但为满足信道测量要求，该方法存在峰值功率较大和多径分辨率较低等缺陷。针对脉冲信道测量方法的峰值功率限制等不足，后期无线信道测量运用脉冲压缩方法，该方法在改善脉冲信道测量方法的不足的同时能得到较高的信道测量增益。编码脉冲压缩信号如Barker码、伪随机二进制码(PBRS)等的自相关函数是脉冲函数，但Barker码存在信道测量处理增益较低等问题，所以为提高信道测量处理增益，运用诸如m序列、Chirp序列及CAZAC序列等，在满足序列自相关性能较好的同时提高信道测量处理增益，但是此类序列对信道变化颇为敏感，信道变化较快会破坏此类序列的自相关性，降低信道测量的精度。

近年来中国高速铁路(HSR)的发展和建设取得巨大的进展，与此同时HSR的快速发展对宽带无线通信速率的要求显著提高，针对HSR的通信技术的研究引起学术界和工业界的极大关注。作为研究HSR的通信技术的先决条件，HSR的无线信道的精确测量尤为重要。由于应用场景、LOS优势、大多普勒频偏及快速多普勒转换等因素影响，HSR信道与传统蜂窝网络无线信道有极大不同，大尺度衰落信道特点譬如路径损耗和K因子已得到广泛的研究。虽然当前对HSR信道已进行充分的研究，但是现存HSR信道测量方法及数据对研究未来的HSR通信技术是远远不够的，有必要提出更多的信道测量方法以对未来HSR的信道特征进行提取。

随着国家重点基础研究发展计划(973计划)的展开，针对载人飞船及返回式卫星等返回大气层时，飞行器与空气的剧烈摩擦在飞行器表面形成等离子体阻断实时通信和再入测控通信等问题，世界各航天强国均展开积极研究。此外，随着诸如美国X-51A、中国“神舟”载人飞船系列及俄罗斯YU系列等计划的展开，高超音速飞行器的测控通信对通信领域带来全新的机遇和挑战，作为通信技术研究的先决条件，对高超音速飞行器通信信道特征的研究和测量已成为重中之重。高超音速飞行器速度过快(6000Km/h以上)使得信道多普勒频偏过大，等离子壳套的存在使信道的损耗增大，乘性干扰增大，已有的信道测量方法在处理增益、多普勒频偏敏感度和时延分辨率等多个方面均不能满足高超音速飞行器信道的测量工作，故无法直接进行高超音速信道测量。针对高多普勒频偏信道的测量，近年来一种基于基扩展模型(BEM)的信道测量方法逐渐引起学术界的重视，该方法利用基函数的线性组合描述时变信道，可以大大减少信道测量的复杂度，常用的基函数为傅里叶基函数(CE-BEM)和椭圆基函数(DPS-BEM)。该方法能准确的逼近已知信道，但在实际信道测量中由于实际信道未知及符号同步等问题的存在，使得该方法在实际信道测量时存在较大的不足。现有多数通信场景中信道测量的方法为基于时域序列相关的信道测量方法，该方法在提取信道时域冲激响应时，其时域序列长度与信道测量基带带宽、信道多普勒频偏之间的经验关系表达式为

序列长度＝基带带宽/多普勒频偏/10，

由于高超音速信道测量基带带宽较小且多普勒频偏过大，所以满足上述经验关系表达式的序列长度较小，运用滑动相关处理得到信道参数时，序列长度较小时对应的信道测量处理增益较小，无法抑制噪声对信道参数的干扰。由经验关系表达式可知，当信道多普勒频偏较大时，为提高时域序列相关信道测量方法的信道测量处理增益，需加大信道测量的基带带宽，因此时域序列相关信道测量方法在高超音速场景下对信道测量的基带带宽提出了极高的要求。此外，频谱资源的稀缺性造成信道测量基带带宽的受限，无法满足高超音速信道测量中时域序列相关信道测量方法对基带带宽的要求。当信道的多普勒频偏过大且信道测量带宽受限时，时域信道测量序列的自相关性能遭到严重破坏，无法准确提取信道参数。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术存在的缺陷，提出了一种基于高超音速场景的频域序列相关信道测量方法，用于解决现有时域序列相关信道测量方法中因信道测量带宽受限造成的信道参数测量精度低的技术问题。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案，包括如下步骤：

(1)选择信道测量序列的类型和长度，得到信道测量频域复序列，同时选择信道测量的基带带宽和采样率；

(2)选择与信道测量频域复序列对应的矩形窗函数，并对该矩形窗函数与信道测量频域复序列进行卷积，得到频域复信号，再对该频域复信号进行逆傅里叶变换IFFT，得到信道测量时域复序列；

(3)选择高超音速场景下无线信道的多普勒频偏，并将该多普勒频偏、步骤(1)中的信道测量序列的长度和信道测量的采样率放入Jakes信道模型中，得到包含高超音速信道幅值和相位信息的信道时域复参数；

(4)对包含高超音速信道幅值和相位信息的信道时域复参数进行傅里叶变换FFT，得到高超音速信道频域的多个频率分量和每个频率分量对应的幅值和相位；

(5)将步骤(2)中的信道测量时域复序列与步骤(3)中的包含高超音速信道幅值和相位信息的信道时域复参数进行卷积，得到高超音速场景的信道测量时域复数据；

(6)对信道测量时域复数据进行傅里叶变换FFT，得到信道测量频域复数据，再对该信道测量频域复数据与步骤(1)中的信道测量频域复序列进行滑动相关处理，得到信道频域冲激响应的多个频率分量和每个频率分量对应的幅值和相位；

(7)按照归一化均方误差准则，将步骤(6)中的多个频率分量和每个频率分量对应的幅值和相位与步骤(4)中的多个频率分量和每个频率分量对应的幅值和相位中的具有相同频率的频率分量的幅值和相位进行对比，得到信道测量归一化均方误差。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

本发明由高超音速场景下的信道测量，采用频域序列相关方法，实现了信道测量带宽受限条件下的高超音速场景中信道的参数提取，避免了现有的时域序列相关信道测量方法受信道测量带宽限制的问题，与现有的时域序列相关信道测量方法相比，有效地提高了信道测量的精度。

附图说明

图1为本发明的实现流程框图；

图2为本发明频域序列相关信道测量均方误差与现有的时域信道测量均方误差之间的对比图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细说明。

参照图1，一种基于高超音速场景的频域序列相关信道测量方法，,包括如下步骤：

步骤1，选择信道测量序列的类型和长度，得到信道测量频域复序列，同时选择信道测量的基带带宽和采样率：

传统的信道测量序列有m序列、Chirp序列及CAZAC序列等，与m序列和Chirp序列相比，CAZAC序列有以下优异性能：任意长度的该序列幅值恒定为1；该序列自模糊函数和互模糊函数性能良好，频偏的改变只影响序列自相关函数的幅值，不改变相关峰的位置；任意的CAZAC序列经过傅里叶变换FFT、逆傅里叶变换IFFT之后得到的序列仍为CAZAC序列，该性质为运用频域序列相关信道测量方法提供理论基础；该序列与其经过傅里叶变换FFT得到的序列的自模糊函数和互模糊函数相同，且对应的两个序列的频率变化率为线性的，但两个序列的频率变化率呈现相反的变化趋势。实施例的CAZAC序列为Zadoff-chu序列。

为准确提取信道的多径分量，基于时域序列相关信道测量方法的测量序列的长度应大于对应场景中信道的最大多径时延，且为保证序列的自相关性能，其探测序列的长度应小于对应场景中信道的相干时间。基于频域序列相关信道测量方法的信道测量序列的长度若过短，经过逆傅里叶变换IFFT时Sa函数的引入给信道测量带来显著的误差，因此其长度不宜过小，此外基于频域序列相关信道测量方法的信道测量序列的自相关性不受时域信道快速变化的影响，在满足高超音速信道测量硬件要求的同时，其长度可尽量大。实施例的信道测量的长度为100KSamples。

基于时域序列相关信道测量方法为提高信道测量的处理增益，采样率设定为基带带宽的四至五倍，即序列的过采样率为四或五。基于频域序列相关信道测量时，序列过采样不为1时等同于给频域序列添加矩形窗函数，矩形窗函数经过傅里叶变换FFT或逆傅里叶变换IFFT引入Sa函数，Sa函数的存在给频域信道测量方法带来额外的误差，因此频域序列相关信道测量方法的信道测量的采样率等于信道测量的基带带宽，即序列过采样率等于1。鉴于实际信道测量中的基带带宽限制，高超音速场景中的基带带宽数值小于60MHz，实施例的信道测量的基带带宽为50MHz、40MHz和20MHz，对应的信道测量的采样率为50MS/s、40MS/s和20MS/s。

步骤2，选择与信道测量频域复序列对应的矩形窗函数，并对该矩形窗函数与信道测量频域复序列进行卷积，得到频域复信号，再对该频域复信号进行逆傅里叶变换IFFT，得到信道测量时域复序列：

由步骤1可知，CAZAC序列经过傅里叶变换FFT之后仍为CAZAC序列，因此选择与信道测量频域复序列对应的矩形窗函数的幅值为1，且矩形窗函数的长度与信道测量序列的长度相同。对矩形窗函数和信道测量的频域CAZAC序列卷积处理之后，对卷积信号也即频域复信号进行逆傅里叶变换，得到信道测量的时域复序列。实际信道测量时，将时域复序列循环多次发射。计算机仿真时，时域测量复序列只需仿真一次即可。

步骤3，选择高超音速场景下无线信道的多普勒频偏，并将该多普勒频偏、步骤1中的信道测量序列的长度和信道测量的采样率放入Jakes信道模型中，得到包含高超音速信道幅值和相位信息的信道时域复参数：

蜂窝移动通信系统、高速铁路(HSR)移动通信系统等当前广泛使用的通信系统的信道变化较慢，其信道多普勒频偏为数十至数千赫兹，但高超音速场景下信道变化较快，其信道多普勒频偏为数万至数百万赫兹，因此选择的高超音速场景下无线信道的多普勒频偏为数十万赫兹。实施例选用的多普勒频偏为500KHz。实际高超音速场景中，由于飞行器速度过快，高超音速飞行器测控通信的信道可认定为多径数目为一径的莱斯信道，也就是测控阵列天线时时跟踪飞行器，设定信道的莱斯因子为10，结合多普勒频偏、信道测量序列的长度、信道测量的采样率和莱斯因子运用Jakes信道模型生成一径的莱斯衰落信道参数。

步骤4，对包含高超音速信道幅值和相位信息的信道时域复参数进行傅里叶变换FFT，得到高超音速信道频域的多个频率分量和每个频率分量对应的幅值和相位：

多普勒频偏较大的时域信道经过傅里叶变换FFT之后，可以在频域得到若干个主要频率分量，通过该若干个主要频率分量可以合成多普勒频偏较大的时域信道。因此步骤3中得到的高超音速场景下的莱斯衰落信道参数经过傅里叶变换FFT之后，可以得到包含若干主要频率分量的频域信道参数，也就是高超音速信道频域的多个频率分量和每个频率分量对应的幅值和相位。该频域信道参数的目的在于与本发明对应的频域序列相关信道测量方法提取的信道频域冲激响应进行对比。

步骤5，将步骤2中的信道测量时域复序列与步骤3中的包含高超音速信道幅值和相位信息的信道时域复参数进行卷积，得到高超音速场景的信道测量时域复数据：

无线信道测量系统进行信道测量时，步骤2中的信道测量时域复序列经过高超音速场景下的无线信道衰落和噪声污染之后，系统需要对衰落和噪声污染之后的信号进行采样，得到采样数据，也就是信道测量时域复数据。

步骤6，对信道测量时域复数据进行傅里叶变换FFT，得到信道测量频域复数据，再对该信道测量频域复数据与步骤1中的信道测量频域复序列进行滑动相关处理，得到信道频域冲激响应的多个频率分量和每个频率分量对应的幅值和相位：

提取信道频域冲激响应时，对步骤5中的信道测量时域复数据经过傅里叶变换FFT，得到包含信道信息的信道测量频域复数据，将信道测量频域复数据与步骤1中的信道测量频域复序列进行滑动相关处理，可以得到如步骤4中所述的若干个频率主分量，每个频率分量对应的是信道测量频域冲激响应，且信道频域冲激响应对应的频率分量与步骤4中的高超音速信道频域的多个频率分量是一一对应的关系，即二者包含的频率主分量的频率值是一一对应的关系，所不同的是二者包含的主频率分量的能量累积值也就是幅值和相位有所不同。本发明进行信道测量时得到的测量误差就是主频率分量的能量累积值的均方误差之和。

步骤7，按照归一化均方误差准则，将步骤6中的多个频率分量和每个频率分量对应的幅值和相位与步骤4中的多个频率分量和每个频率分量对应的幅值和相位中的具有相同频率的频率分量的幅值和相位进行对比，得到信道测量归一化均方误差：

结合步骤4、步骤6中的不同主频率分量的能量累积值，按照归一化均方误差准则，即可得到本发明频域序列相关信道测量方法得到的信道测量均方误差。

以下结合仿真实验，对本发明的技术效果作进一步说明。

1仿真条件和内容：

运用MATLAB R2011b软件对本发明和现有的基于时域序列相关的信道测量方法进行对比仿真，其结果如图2所示。

2仿真结果分析：

参照图2，横轴表示信噪比，单位是dB，纵轴表示归一化均方误差，TD表示时域，FD表示频域，Bw表示信道测量的基带带宽，单位为MHz，本实施例的信道多普勒频偏为500KHz，本发明的信道测量序列的长度为100KSamples，现有的基于时域序列相关的信道测量方法的测量序列的长度为50KSamples，信道测量的基带带宽分别为50MHz、40MHz和20MHz。由图可知，当多普勒频偏较大时，现有的基于时域序列相关的信道测量方法的信道测量归一化均方误差随符号信噪比的增加基本不变，本发明的信道测量归一化均方误差远小于基于时域序列相关信道测量方法的误差，误差值大约降低10dB，有效提高信道测量的精度。