一种消除零差式射频接收装置输出信号直流偏移的方法与流程

本发明属于射频信号测试及产生技术领域，更为具体地讲，涉及一种消除零差式射频接收装置输出信号直流偏移的方法。

背景技术：

零差式射频接收装置，也可称为同步、零中频或直接下变频接收装置，即只通过一级直接混频将输入射频信号正交分解得到i/q两路正交基带信号。在零差式射频接收装置中，输入射频信号经过调理后传送至混频器，该方式类似于传统外差式接收装置，但与外差式接收装置不同的是，零差式接收装置中的本振频率等同于或者接近于输入射频信号的频率，从而得到直流中心或低中频信号。

零差式或零中频接收装置的简要框图如图1所示，输入信号将与本振信号混频并拆分为同相i分量和正交q分量，然后将同相i分量和正交q分量分别进行数字化并得到i数据和q数据。

与传统外差式装置相比，零差式具有多方面的优势，如简化设计、低成本、低功耗以及更多选择，并可用于分离信号重叠的邻近通道。其他优点包括更高带宽、通过单个本振简化设计、紧凑设计以提供更小封装尺寸等。接下来详细说明图1所示的零差式接收装置的优势。

1)、带宽。带单个adc的接收装置存在信号带宽的实际上限，一般为时钟频率的40％。使用相同的采样时钟频率，由于零差式接收接收装置采用正交解调，包括i、q两路信号通路，需要两路adc完成采集，可允许双倍带宽及采样时钟的80％。通常情况下，使用可支持较低采样时钟频率的adc可以或者更好的无杂散动态范围(sfdr)和信噪比(snr)性能。因此，零差式射频接收装置在不降低adc性能的情况下可以允许更宽的输入信号带宽，而对于单路adc采集，如要实现相同的带宽，势必会降低adc性能。

2)、单本振。由于多通道测试系统在多输入多输出(mimo)应用中变得越来越重要，使得共享本振成为必须要求。与传统外差式装置中使用多个本振相比，零差式射频接收装置中仅需共享单个本振，降低实现成本并且大大降低系统配置的复杂程度。

3)、紧凑设计。与传统外差式装置相比，零差式射频接收装置使用更为简单的射频设计，更少的本振信号，无需庞大昂贵的射频和中频滤波器，从而使得设计更为精简。

零差式射频接收装置具有很多优势，但仍然存在诸如无法实现包络检测等缺点，在实际应用中可通过使用正交检测和数字信号处理等解决该问题。

直流偏移是零差式射频接收装置的另一个挑战，主要源于本振信号的自混频。由于本振信号功率较大且混频器射频与本振端口隔离度有限，本振可通过混频器、介质基板以及空间耦合到射频链路上，与自身混频得到直流信号。直流信号会叠加到基带信号上，降低目标信号信号比，影响解调性能。在零差式射频接收装置中任何混合至0hz的信号都会引起直流的频谱分量，该失真存在于数据采集瞬时带宽的中部。由采集数据以及瞬时带宽各个频率偏移组成的频谱，将会在每个采集数据的中部显示该重复的直流偏移分量，最直观的影响就是容易造成后级电路饱和或淹没有用信号，影响输出信号质量。

在现有技术中，可以通过在数字化的i/q数据流中应用偏移可以实现直流偏移归零，然而，如果在数字化的i/q数据流中应用偏移势必要事先精确测得i/q数据流中所含有直流分量的具体值，该直流分量值可通过分量对i/q数据流求平均获得，但要求得数值需要较长样本长度的积累，同时由于长时间的数据累加导致计算量较大，实现较复杂。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种消除零差式射频接收装置输出信号直流偏移的方法，通过对i/q数据流实现连续两次希尔伯特滤波来消除其所包含的直流分量。

为实现上述发明目的，本发明一种消除零差式射频接收装置输出信号直流偏移的方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、利用零差式射频接收装置对输入的信号x(t)进行i/q解调；

x(t)＝xi(t)+jxq(t)

＝[di+acos(2πf0t)]+j[dq+asin(2πf0t)]

其中，xi(t)＝di+acos(2πf0t)表示同相i分量，xq(t)＝dq+asin(2πf0t)表示正交q分量，di和dq分别表示同相i分量和正交q分量中的直流分量，a表示信号x(t)的幅度，f0表示信号x(t)的频率；

(2)、分别对同相i分量和正交q分量进行傅里叶变换；

同相i分量进行傅里叶变换结果为：

xi(jω)＝2πdiδ(ω)+πa[δ(ω+2πf0)+δ(ω-2πf0)]

同理，正交q分量进行傅里叶变换结果为：

xq(jω)＝2πdqδ(ω)+jπa[δ(ω+2πf0)-δ(ω-2πf0)]

其中，δ(x)表示狄拉克函数，当x≠0时，δ(x)＝0且ω表示模拟角频率，且ω＝2πf，f表示频率；

(3)、分别对同相i分量和正交q分量的傅里叶变换结果进行第一级希尔伯特滤波；

同相i分量的傅里叶变换结果进行第一级希尔伯特滤波为：

xi1(jω)＝xi(jω)h(jω)

＝{2πdiδ(ω)+πa[δ(ω+2πf0)

+δ(ω-2πf0)]}·-jsgn(ω)

＝jπa[δ(ω+2πf0)-δ(ω-2πf0)]

正交q分量的傅里叶变换结果进行第一级希尔伯特滤波为：

xq1(jω)＝xq(jω)h(jω)

＝{2πdqδ(ω)+jπa[δ(ω+2πf0)

-δ(ω-2πf0)]}·-jsgn(ω)

＝-πa[δ(ω+2πf0)+δ(ω-2πf0)]

(4)、对步骤(3)中第一级希尔伯特滤波结果分别进行傅里叶反变换，得到输出信号xi1(t)和信号xq1(t)；

xi1(t)＝asin(2πf0t)

xq1(t)＝-acos(2πf0t)

(5)、按照步骤(2)-(4)所述方法分别对信号xi1(t)和信号xq1(t)依次进行傅里叶变换、第二级希尔伯特滤波和傅里叶反变换，得到输出信号xi2(t)和信号xq2(t)；

xi2(t)＝-acos(2πf0t)

xq2(t)＝-asin(2πf0t)

(6)、对输出信号xi2(t)和信号xq2(t)进行180°的相移，得到不含直流分量的基带复信号为

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明一种消除零差式射频接收装置输出信号直流偏移的方法，先通过零差式射频接收装置对接收的射频信号进行i/q解调，得到包含同相i分量和正交q分量的数据流，然后对i/q数据流实现连续两次希尔伯特滤波，从而消除其所包含的直流分量，实现输出信号直流偏移的校正或消除，具有操作简单计、低成本、低功耗以及直流偏移校正精准等特点。

附图说明

图1是零差式射频接收装置结构图；

图2是本发明一种消除零差式射频接收装置输出信号直流偏移的方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图2是本发明一种消除零差式射频接收装置输出信号直流偏移的方法流程图。

在本实施例中，如图2所示，本发明一种消除零差式射频接收装置输出信号直流偏移的方法，包括以下步骤：

s1、设射频信号x(t)的幅度a＝1，频率f0＝10⁶hz，利用零差式射频接收装置对输入的射频信号x(t)进行i/q解调；

x(t)＝xi(t)+jxq(t)

＝[di+cos(2π·10⁶hz·t)]+j[dq+sin(2π·10⁶hz·t)]

其中，xi(t)＝di+cos(2π·10⁶hz·t)表示同相i分量，xq(t)＝dq+sin(2π·10⁶hz·t)表示正交q分量，di和dq分别表示同相i分量和正交q分量中的直流分量。

s2、分别对同相i分量和正交q分量进行傅里叶变换；

同相i分量进行傅里叶变换结果为：

同理，正交q分量进行傅里叶变换结果为：

xq(jω)＝2πdqδ(ω)+jπ[δ(ω+2π·10⁶)-δ(ω-2π·10⁶)]

其中，δ(x)表示狄拉克函数，当x≠0时，δ(x)＝0且ω表示模拟角频率，且ω＝2πf，f表示频率。

s3、分别对同相i分量和正交q分量的傅里叶变换结果进行第一级希尔伯特滤波；

其中，同相i分量的傅里叶变换结果进行第一级希尔伯特滤波为：

xi1(jω)＝xi(jω)h(jω)

＝{2πdiδ(ω)+πa[δ(ω+2π·10⁶)

+δ(ω-2π·10⁶)]}·-jsgn(ω)

＝jπa[δ(ω+2π·10⁶)-δ(ω-2π·10⁶)]

正交q分量的傅里叶变换结果进行第一级希尔伯特滤波为：

xq1(jω)＝xq(jω)h(jω)

＝{2πdqδ(ω)+jπa[δ(ω+2π·10⁶)

-δ(ω-2π·10⁶)]}·-jsgn(ω)

＝-πa[δ(ω+2π·10⁶)+δ(ω-2π·10⁶)]

在本实施例中，选用希尔伯特滤波器对同相i分量和正交q分量的傅里叶变换结果进行滤波，其选用的希尔伯特滤波器的单位冲激响应为：

希尔伯特滤波器的频率响应为：

其中，sgn(ω)为符号函数，ω表示模拟角频率，且ω＝2πf，f表示频率。

s4、对步骤s3中第一级希尔伯特滤波结果分别进行傅里叶反变换，得到输出信号xi1(t)和信号xq1(t)；

xi1(t)＝asin(2π·10⁶hz·t)

xq1(t)＝-acos(2π·10⁶hz·t)

通过该步骤后，得到输出信号xi1(t)和信号xq1(t)中已经不含有直接分量。

s5、经过一级希尔伯特滤波后的同相i分量和正交q分量中的直流分量都已经消除，但二者的相位发生了π/2或者-π/2的变化，因此，需要对信号xi1(t)和信号xq1(t)进行如下处理；

按照步骤s2-s4所述方法分别对信号xi1(t)和信号xq1(t)依次进行傅里叶变换、第二级希尔伯特滤波和傅里叶反变换，得到输出信号xi2(t)和信号xq2(t)；

xi2(t)＝-cos(2π·10⁶hz·t)

xq2(t)＝-sin(2π·10⁶hz·t)

s6、从以上两式可以看出，经过两级希尔伯特滤波后得到的基带复信号同相分量和正交分量中都消除了直流分量，只是分别在原来非直流分量基础分别产生了180°的相移，只需要简单对其取相反数即可，最后得到的不含直流分量的基带复信号；

对输出信号xi2(t)和信号xq2(t)进行180°的相移，得到不含直流分量的基带复信号为

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。