一种异步多载波系统频域信道估计方法与流程

文档序号:11253902
一种异步多载波系统频域信道估计方法与流程

本发明涉及无线通信技术领域,特别是涉及一种异步多载波系统频域信道估计方法。



背景技术:

为适应通信发展的需要,下一代无线通信系统在提高数据传输速度的基础上,必须具有更高的频谱利用率和能效,其无线覆盖性能、传输时延和用户体验显著提高。系统支持不同业务的通信需求,特别是海量传感设备及机器与机器(M2M)通信。系统还需具备充分的灵活性,整合及动态分配频谱资源。

新一代多载波并行传输技术是发展下一代无线通信技术的关键。基于快速卷积的广带异步可调多载波技术在保留正交频分复用(OFDM)抗多径衰落能力强、实现复杂度低、易于与多天线技术(MIMO)结合等优点的基础上,无需循环前缀(CP)对抗多径衰落,从而能充分利用无线资源;各个子载波之间无需同步,增强了频谱使用的灵活性;还具有峰均比低、载波旁瓣小等优点。

对于广带异步可调多载波系统,尚无实用的导频设计与信道估计方法。



技术实现要素:

发明目的:本发明的目的是提供一种能够解决现有技术中存在的缺陷的一种异步多载波系统频域信道估计方法。

技术方案:为达到此目的,本发明采用以下技术方案:

本发明所述的一种异步多载波系统频域信道估计方法,包括以下步骤:

S1:发送端各子信道将时域导频序列和数据序列混合成帧,成帧后的信号通过分段快速卷积多载波合成滤波器组进行多载波信号的合成,不同子信道的导频序列仅占用对应子信道所占的频段;

S2:接收端依据子信道的导频插入方案提取接收时域导频序列,通过信道估计获取子信道的时域抽头系数;

S3:将估计出的时域抽头系数进行时域降噪处理后,在其末尾补零并转化到DFT域,得到子信道内当时时刻的频域信道估计值;

S4:将不同导频序列估计出的频域信道在时间维上进行插值,得到数据序列位置的频域信道信息,用于频域均衡。

进一步,所述步骤S1中,导频序列和数据序列中间插入零保护间隔。

进一步,所述步骤S1中,分段快速卷积多载波合成滤波器组包括重叠分块单元、小FFT单元、带宽扩展单元、频域滤波单元、大IFFT单元和分块保留单元;分段快速卷积多载波合成滤波器组将成帧后的信号通过重叠分块单元、小FFT单元、带宽扩展单元和频域滤波单元后,在DFT域进行拼接,再通过大IFFT单元和分块保留单元进行多载波信号的合成,形成多载波数字基带发送信号。

进一步,所述步骤S2具体通过以下过程实现:通过分段快速卷积多载波分析滤波器组形成子信道的基带接收信号,对基带接收信号进行接收时域导频序列的提取,再根据最小均方误差估计器或者最小二乘估计器估计子信道的时域抽头系数;分段快速卷积多载波分析滤波器组包括重叠分块单元、大FFT单元、频域均衡单元、频域滤波单元、小IFFT单元和分块保留单元。

进一步,所述步骤S3具体通过以下过程实现:根据估计出的时域抽头系数确定主径的信道强度,将估计出的时域抽头系数中小于门限值的位置置零,并补零至估计出的时域抽头系数长度与大FFT单元尺寸相同,然后对补零后的序列进行FFT变换,得到子信道内当时时刻的频域信道估计值。

有益效果:本发明公开了一种异步多载波系统频域信道估计方法,具有如下有益效果:

1)导频与数据在时域混合,不破坏子带的频谱,保持了广带异步可调多载波系统各子带无需同步、独立配置的优点;

2)接收端首先在时域对导频接收信号进行信道估计,然后进行时域降噪后转化到频域,大大提高了估计精度;

3)通过特殊设计的信道估计器大大降低最小均方误差准则下的信道估计复杂度。

附图说明

图1为本发明具体实施方式中广带异步可调多载波系统的示意图;

图2为本发明具体实施方式中多载波合成与分析模块的示意图;

图3为本发明具体实施方式中单个子带基带发送与接收模块的示意图;

图4为本发明具体实施方式中单个子带信道估计模块的示意图;

图5为本发明具体实施方式中时域导频和数据帧的结构图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明的技术方案作进一步的介绍。

本具体实施方式公开了一种一种异步多载波系统频域信道估计方法,包括以下步骤:

S1:发送端各子信道将时域导频序列和数据序列混合成帧,成帧后的信号通过分段快速卷积多载波合成滤波器组进行多载波信号的合成,不同子信道的导频序列仅占用对应子信道所占的频段;导频序列和数据序列中间可以插入零保护间隔,以获取更好的信道估计性能;

S2:接收端依据子信道的导频插入方案提取接收时域导频序列,通过信道估计获取子信道的时域抽头系数;其中,信道估计可采用最小均方误差或者最小二乘准则估计;

S3:将估计出的时域抽头系数进行时域降噪处理后,在其末尾补零并转化到DFT域,得到子信道内当时时刻的频域信道估计值;

S4:将不同导频序列估计出的频域信道在时间维上进行插值,得到数据序列位置的频域信道信息,用于频域均衡。

步骤S1中,分段快速卷积多载波合成滤波器组包括重叠分块单元、小FFT单元、带宽扩展单元、频域滤波单元、大IFFT单元和分块保留单元;分段快速卷积多载波合成滤波器组将成帧后的信号通过重叠分块单元、小FFT单元、带宽扩展单元和频域滤波单元后,在DFT域进行拼接,再通过大IFFT单元和分块保留单元进行多载波信号的合成,形成多载波数字基带发送信号。这个过程用矢量描述如下:

式(1)中sk,s=[sk,s(0) sk,s(1) … sk,s(Nbs-1)]T,是第s个子信道中导频和数据混合后的分段信号。WM是归一化的M点DFT变换矩阵。1N是N×N的全1矩阵,0N是N×N的全0矩阵,IN是N×N的单位矩阵,是Kronecker积。Bms是Ωs的3dB带宽。Λs是hs(n)的频域响应系数为主对角元构成的矩阵。Q=[0N×L/2 IN 0N×L/2]。

步骤S2具体通过以下过程实现:通过分段快速卷积多载波分析滤波器组形成子信道的基带接收信号,对基带接收信号进行接收时域导频序列的提取,再根据最小均方误差估计器或者最小二乘估计器估计子信道的时域抽头系数;分段快速卷积多载波分析滤波器组包括重叠分块单元、大FFT单元、频域均衡单元、频域滤波单元、小IFFT单元和分块保留单元。以上过程用矢量描述如下:

式(2)中,P=[0M×(N-L/2) IM 0M×(N-L/2)],其中H为多径信道矩阵,为多径信道矩阵变换到DFT内的结果,在M较大(建议M≥32)时可证明近似为满秩的对角阵,设其对角线元素为μ12,...,μM,则C近似为单点频域均衡器:

其中ηi为的主对角线元素,σ2为噪声方差,(·)*表示向量或标量的共轭。

对基带接收信号相应位置进行导频段提取,根据设计好的最小均方误差估计器(或最小二乘估计器)得到该子信道的时域抽头系数估计值。下面是具体设计方法。

接收导频段可以表达为:

其中为Nb×M矩阵。xk为一段发送导频序列。

Sps为M×M矩阵,S1第i行第j列元素s1ij满足:

其中sinc(x)=sin(πx)/(πx)。i,j=1,2,...,M。S2第i行第j列元素s2ij满足:

S3第i行第j列元素s3ij满足:

根据式(4)-(7)可得到该子信道内的信道的时域抽头系数的最小均方误差估计:

最小二乘估计为:

下面给出最小均方误差估计器的简化。

记σh2为信道响应h的方差,σw2为噪声方差,可证明其近似为满秩的对角阵,故取其主对角元素对上述估计器进行简化,得到:

经过优化后,该估计器可以在不明显损失性能的前提下避免矩阵求逆,显著降低了计算复杂度。

步骤S3具体通过以下过程实现:根据估计出的时域抽头系数确定主径的信道强度,将估计出的时域抽头系数中小于门限值的位置置零,并补零至估计出的时域抽头系数长度与大FFT单元尺寸相同,然后对补零后的序列进行FFT变换,得到子信道内当时时刻的频域信道估计值。

本具体实施方式中公开了一种广带异步可调多载波系统,如图1所示。

(1)系统整体结构

支持多天线传输的广带异步可调多载波无线传输方法系统框架如图1所示,系统分为发送端和接收端。在发送端,不同用户或同一用户的S个并行比特流,分别经过子带基带发送模块进行基带数字信号处理(如:信道编码、调制等)并与导频序列进行混合,得到子带多天线数字基带发送信号。经过多载波合成模块进行多载波合成,生成多载波数字基带发送信号,再经过D/A和发送射频模块,产生各发射天线上的多载波发送射频信号。

在接收端,各接收天线接收的多载波信号经过射频处理和A/D,产生多载波数字基带接收信号,经过多载波分析模块进行滤波和均衡。经过相应的子带基带接收模块进行数字基带信号处理,得到S个并行的接收信息比特流,并从中分离出导频段和数据段,导频段用于信道估计并计算出均衡器系数。数据段进行译码等后续操作。

参数设置实例:Bw=512MHz,某子带的3dB带宽为4MHz,则对应的抽取/插值倍数Nr=512/4=128。为了保证接收机在此带宽的多径信道下的性能,建议多载波合成与分析模块中的M点FFT单元中FFT尺寸M=2048,相应N=M/2=1024。对应的Mb点FFT尺寸Mb=M/Nr=16。该子带的基带发送信号和基带接收信号的分段大小为Nb=N/Nr=8,导频段和数据段的长度为Nb的整数倍。子带滤波器采用滚降系数0.2的均方根升余弦滤波器。该子带的载波中心频率如需调整,可以将Mb点FFT在M点FFT上滑动,最小滑动距离对应的Δf=Bw/M=0.25MHz。注意不同子带应通过合适的带宽分配和中心频率调整,使得占用频段互不重叠或轻微重叠。

(2)发送端步骤

广带异步可调多载波的多载波合成与分析模块和基带发送与接收模块分比如图2和图3所示。多载波合成过程可以看作S股并行的数据流ss(m)通过一组并行的插值滤波器hs(n)后输出的叠加。下面以第s个子带为例,给出导频与数据混合直至生成多载波信号的步骤。

步骤301-302,发送信息序列经过信道编码模块得到编码符号流,然后经过符号映射模块形成调制符号。每个子带的编码和调制参数可依据具体应用确定,编码可采用Turbo码或卷积码等,调制可采用QPSK、16QAM、64QAM等。

步骤303,设Nbs=N/Nrs为整数,对码流间隔DsNbs插入导频序列,导频序列长度为PsNbs,Ds,Ps均为整数,根据信道的时变特点和系统规定的频谱效率进行选取。导频序列本身可采用随机序列或Zadoff-Chu序列等。若要减小导频段和数据段的干扰,可以另插入一定长度的保护间隔。干扰小于50dB时要求保护间隔为Nbs。经过此模块生成导频和数据混合信号ss(m),第k个分块信号记为sk,s(n),如图5所示。

步骤201,sk-1,s(n),sk,s(n),sk+1,s(n)取中间Mbs个值生成重叠信号块

步骤202,将进行Mb,s点FFT变换。

步骤203,将步骤202中的变换结果复制ps次并首尾拼接(ps倍带宽扩展,通常ps=1以提高频谱效率)后,与子带滤波器hs(n)在频域内的响应Hs(k)的非零值相乘。

步骤204,将各子带在步骤203中得到的结果对应到各子带频段在DFT域内对应的位置,进行M点IFFT变换得到

步骤205,取中间的N个符号,完成重叠保留操作,得到输出信号y(n)的分块信号为yk(n)。将y(n)输出至D/A。

以上步骤完成了基带数据与导频的混合并经过插值滤波器并调制到对应基带频段的过程。

(3)接收端步骤

仍以第s个子带为例,给出信道估计和数据接收步骤。

步骤206,将输入信号以长度N不重叠分块,再生成长度为M的重叠信号块。

步骤207,将信号块进行M点FFT变换。

步骤208,将该子带在DFT域上的对应位置的数据进行最小均方误差意义上的频域均衡和子带滤波运算。

步骤209,进行Mbs点IFFT变换。

步骤210,保留分块中间的Nbs个数据并输出至子带基带接收模块。

步骤304,确定导频段在接收数据段中的位置,将导频与数据剥离。

步骤305,利用接收导频进行信道估计,信道估计模块的组成如图4,具体包括:MMSE估计单元、时域降噪单元和M点FFT单元。步骤401完成了对该子信道内的信道的时域抽头系数的估计。该估计器可以在不明显损失性能的前提下避免矩阵求逆,显著降低了计算复杂度。步骤402中,由于通常时域信道的径数小于M,超过信道径数的位置上主要为噪声干扰,通过估计信道主径的强度并根据合适的门限值,将401估计出的时域信道尾部小于门限值的部分全部置零,达到时域降噪的效果。步骤403中,对402降噪后的信号末尾补零至M点,进行FFT变换,得到导频段所在时刻的频域信道的估计值其特点为仅在该子信道的频段内非零,其余频段的值为0。步骤404,根据与之前估计出的频域信道进行外插得到其后数据段的频域信道,或与之前估计出的频域信道进行内插得到其前段数据的频域信道,前一种方法外插的精度可能不如内插,后一种方法需要接收下一段导频才能处理本段数据,有一定的延时。具体采用哪种方法视应用场景而定,这里将插值结果统称为将代入(3)式的μ12,…,μM,可计算出更新后的均衡器系数。

步骤306、307,将利用更新后的频域均衡器进行均衡后的数据段通过译码和信道解码模块,得到最终的接收比特流。为获得逼近信道容量的系统性能,接收端可采用迭代式空时联合检测译码等技术,综合考虑性能和复杂度的折衷,迭代次数可以选择为一次或多次。

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