一种基于格雷序列的单载波系统IQ不平衡的补偿方法与流程

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种基于格雷序列的单载波系统iq不平衡的补偿方法。

背景技术：

随着通信的发展，人们对通信丳的要求越来越高，使得频谱资源越来越紧缺。同时，由于移动通信网络所承载的传输业务种类越发丰富，无线网络出现明显的异构特性，同一台终端设备需要支持多种网络类型，例如移动蜂窝系统、固定无线局域网络、短距离无线局域网络和定位导航系统等。这意味着，用户终端的收发设备需要具有灵活性以适应不同网络和不同频段的系统。但是，在实现高频段通信和保证系统灵活性的同时，模拟电路设计必须在系统的线性度、电路带宽、复杂度和功耗方面进行权衡。设计低成本低功耗的无线通信系统是一个极具挑战的工作，尤其是该系统需要具备高频段、超大带宽的通信能力。由于成本限制，复杂的电路结构和性能优异却昂贵的器件不再适用；另外，在类似异构网络的应用场景中，针对特殊频段专门设计优化的电路，或针对单台设备或单场景优化的电路也无法使用。为控制设备总体的体积和成本，尤其是应用于多输入多输出(multiple-inputmultiple-output,mimo)系统中的电路，单套射频电路的成本、功耗和体积都被严格限制。以上因素导致收发机的射频前端存在很多性能瑕疵。比如直流偏置、i\q不平衡(in-phase\quadratureimbalance)和相位噪声等。

单载波技术是一种非常成熟的技术，第一代模拟通信和第二代数字通信都是利用单载波书。在移动通信系统中，为了克服多径衰落信道的不利影响，单载波传输需要在接收端设计非常复杂的时域均衡器，这大大增加了系统设计的复杂度和成本。随着工作的深入，人们发现，单载波系统其实也能利用简单的均衡办法(如频域均衡)来有效地消除多径的影响；而且，单载波系统的峰值平均功率比(papr)低，对频率也不十分敏感。

正交相移键控是一种常用基带调制，其原理是将基带信号分为并行的两路信号，分别称为同相支路(in-phasebranch,i路)正交支路(quadraturebranch,q路)分别经过两个彼此正交的本振信号调制到射频并进行发送；在接收端，接收机生成两个正交的本振信号，利用相干解调将两路信号分离，提取基带信号。实际系统中，由于i\q两路的振荡信号由晶振和锁相环合成，再经过希尔伯特变换得到，两路振荡信号的幅度很难做到完全相同，相位差也不是90°，造成i\q两路数据发生串扰。在低频段系统中，由于系统工作频段低，i\q不平衡现象并不严重；但是，高频段系统广泛采用直接变频接收机，尤其在采用了高阶调制的系统中，i\q不平衡成为限制接收机性能的重要因素。另一方面，i\q两支路的响应在理想情况下应完全一致，然而，由于高频段系统的带宽增加，i\q两支路器件频率响应很难实现完全一致，这是导致i\q不平衡的另一来源。

格雷互补序列(golaycomplementarysequences)具有良好的自相关特性，相关函数旁瓣小，被广泛用于同步和信道估计算法^[。另外，格雷相关器经过优化设计之后，运算效率较高：对长度为n＝2^m的序列进行相关运算只需要2m次加法和m次乘法。格雷序列可以用回归算法生成，一组长度为n格雷互补序列通常包含一对长度分别为n/2二进制互补序列ab和bb，其元素由±1组成。纯实数格雷序列只由实数构成，在正交发射机上发送纯实数的格雷序列会造成q路(虚部)长时间闲置，因此实际中通常使用相位旋转的多相格雷序列。与格雷序列相同，一组多相格雷序列也包含了两个序列a和b,分别由二进制互补序列ab和bb按如下规则生成：a(n)＝ab(n)e^jπn/2,b(n)＝bb(n)e^jπn/2，其中n＝0,1,2,3…n/2-1。

技术实现要素：

对于单载波系统，频选i\q不平衡等效于在i\q两路额外的添加了两个失配的滤波器，所以在单载波系统时域处理频选i\q不平衡的难度更大。本发明提出了一种利用格雷序列补偿单载波系统i\q不平衡的方法，利用格雷序列的自相关性，在时域完成估计和补偿，极大地简化了接收端i\q不平衡估计过程。具体来说，发射机发送包含多相格雷序列的前导码、独特字或训练序列，接收端获取接收序列，利用多相格雷序列自相关和共轭自相关特性，在时域分离接收信号中的原信号分量和共轭分量，并估计对应等效信道，再通过等效信道求出补偿滤波器，最后利用补偿滤波器补偿i\q失衡。

为了方便理解，首先介绍本发明使用的相关信号模型：

接收机频选i\q不平衡下的接收信号可以表示为：

其中y(n)＝hc(n)*s(n)+v(n)为y(t)的采样样本向量，表示无i\q不平衡时的接收信号。hi(n)与hq(n)分别为接收机i\q两路的响应，g'r为幅度不平衡，φr为相位不平衡。在不考虑噪声的情况下，存在i\q不平衡时的接收采样信号可以表示为：

定义总长度为n的多相格雷序列a和b的两组子序列满足以下性质：

ra(i)+rb(i)＝nδ(i)，

其中，ra(i)/rb(i)分别表示序列a/b的循环自相关，和分别表示序列a/b的共轭循环自相关(即表示a与a^*循环互相关，同理)，当0≤i<n/4时，说明序列a^*和序列b^*以及其循环位移后的序列不会影响序列a、b的循环相关结果。定义接收机i\q两路频率响应的差值滤波器hd：

hd(n)＝idft^-1{g'rhq(f)/hi(f)}

其中hi(f)与hq(f)分别为i\q两路接收机内部频率响应的傅里叶变换，符号idft{·}表示离散傅里叶逆变换。与hd(n)相对应，定义he(n)为i\q两路共同经过的信道，he(n)可通过将i路的频率响应hi(n)与无线信道hc(n)结合得到，其定义如下：

定义补偿滤波器c1(n)和c2(n)，c1(n)用于补偿i路与q路频率响应差，c2(n)用于消除i\q两路不平衡的串扰项。

本发明的技术方案是：

一种基于格雷序列的单载波系统iq不平衡的补偿方法，其特征在于，包括以下步骤：

s1、发射机发送一对多相格雷序列a、b，通过多径信道和加性高斯白噪声，在i\q不平衡下得到的接收序列分别为：

其中，v'1(n)与v'2(n)分别为两序列收发过程中的加性噪声；

s2、估计信道信息：

利用本地格雷序列a和序列b分别对存在i\q不平衡的接收序列aim与bim进行n次循环相关和循环共轭相关，获得信道的估计值与；原信号等效信道估计值，为共轭等效信道估计值；

s3、估计补偿滤波器c1(n)和c2(n)：

通过信道估计值与的关系得到的估计值，其实部与虚部分别对应了c1(n)和c2(n)，补偿滤波器c1(n)和c2(n)可以按以下方式进行估计：

其中，hα+β为向量组成的信道矩阵，其结构为：

其中hα+β(n)为矢量中的元素；

s4、根据获得的补偿滤波器c1(n)和c2(n)补偿i\q失衡。

进一步的，所述的补偿滤波器为消除共轭分量，需满足：

c1(n)和c2(n)中包含了两个未知参量，分别是向量hd(n)和标量φr。

进一步的，所述信道估计值与满足的关系为：

所述补偿滤波器均为实数抽头滤波器。

进一步的，所述步骤s4中经过补偿后的接收信号为：

其中cosφrhd＝c1，为补偿滤波器c1(n)的估计值，等效信道he的估计值为：所述i\q补偿过程中不平衡参数不会随时间发生变化。

本发明的有益效果是：

在补偿i\q不平衡的过程中，本方法能够估计i\q不平衡补偿参数和补偿后的信道信息；在使用格雷序列作为前导码或独特字的系统中(例如采用的ieee802.11ad和ieee802.15.3c标准的系统)，本方法不需要对帧结构进行修改，降低了系统成本；本方法尤其在los信道和nlos信道中都具有良好的补偿性能。

附图说明

图1为接收机i\q不平衡系统模型图；

图2为i\q不平衡补偿器框图；

图3为los信道下i\q不平衡补偿和信道估计性能图；

图4为nlos信道下i\q不平衡补偿和信道估计性能图。

具体实施方式

本发明的发明内容部分已经详细对本发明的方法进行了介绍，下面结合附图补充描述本发明的实际效果。

如图1和图2所示，本发明的方法是在信道估计与均衡模块之间设置补偿器模块，利用多相格雷序列自相关和共轭自相关特性，在时域分离接收信号中的原信号分量和共轭分量，并估计对应等效信道，再通过等效信道求出补偿滤波器，最后利用补偿滤波器补偿i\q失衡。

如图3和图4所示，以发送端将二进制符号映射为正交幅度调制(quadratureamplitudemodulation,qam)符号，阶数为16，传输符号速率为1.76ghz，升余弦滚降滤波器的滚降因子为0.25，载波频率为60ghz，收发端采用波束宽度为30°的定向天线，幅度不平衡参数为g'r＝1.12，相位不平衡为φr＝10°，i\q两路不平衡的频率响应分别为：hi＝[0.01,1,0.01],hq＝[0.01,1,0.2]，接收端采用一个nd＝3阶的滤波器补偿频选i\q不平衡为例。

比较了两种无线信道模式下对i\q不平衡进行补偿的误码性能。可以发现，无论在los信道还是nlos信道中，i\q不平衡都会造成系统性能下降，且性能损失不能被均衡算法消除。由于仿真中采用调制阶数较高的16qam，i\q不平衡的影响在高信噪比条件下更加显著。当序列长度为64符号的时候，受限于信道估计的精度，i\q不平衡在los信道与nlos信道中的补偿性能都与理想系统差距较大。信道估计的准确性很大程度上受到了补偿滤波器c1(n)+jc2(n)估计精度影响。在序列长度达到256符号时，补偿性能与理想系统之间的性能差距缩小到0.2db左右。但经过补偿后，无论在los信道还是nlos信道，其误码性能都得到了显著的提高。