多载波跟踪方法及跟踪装置与流程
本发明涉及多载波通信技术领域，尤其涉及一种多载波跟踪方法及跟踪装置。
背景技术：
锁相环路是一个频率与相位的同步控制系统,其性能与同步系统的功能紧密相连。它的工作过程可用图1所示的锁相环路组成原理框图来说明，在图1中,环路输入信号是信号vi(t)＝visin[w0t+θ(t)]与加性噪声n(t)之和。它与压控振荡器(vco)的输出
随着数字电路技术的发展,尤其大规模集成电路及微处理器的广泛应用,锁相环路的各部件全用数字电路实现,称之为数字锁相环(dpll)。全数字锁相环一般分为四类:
(1)触发器型数字锁相环(ff一dpll):利用一双稳触发器作数字鉴相器,分别受输入信号与本地受控时钟信号的正向过零点触发,产生的置位与复位脉冲之间的间隔就反映了相位误差。
(2)奈奎斯特速率型数字锁相环(nr一dpll):在输入信号进入数字鉴相器之前先以奈奎斯特速率(固定速率的脉冲)进行抽样,然后与本地受控时钟进行数字相乘,产生数字式相位误差。
(3)过零检测式数字锁相环(cz一dpll):环路用本地受控时钟脉冲对输入信号的过零点抽样,如不能正好在过零点抽样,则实际抽样值大小就反映着相位误差,可用来调节本地时钟信号的相位。
(4)超前滞后型数字锁相环(ll一dpll):环路鉴相器逐周地比较输入信号与本地时钟信号相位,根据相位的超前或者滞后输出相应的超前或者滞后脉冲，用来相应地调节本地时钟相位。
一般情况下在直扩接收机中会使用科斯塔斯(costas)载波跟踪环,这是因为接收机对接收到的扩频信号作载频和码信号剥离之后,数据调制信号还保留着。如果i和q信号的预检测积分时间不跨越数据的位过渡,costas环对i和q信号的180度相位翻转不敏感。costas环特别的性质在于costas鉴别器和在接收机预检测积分区中相对于接收机的自然时钟相位而言的相位调节能力。为了防止积分跨越数据的过渡边界,需要有积分和累加功能的相位调节特性。
costas锁相环鉴别器的输出相位误差和特性同纯pll(phaselockedloop，锁相环)基本相似,前3个鉴别器与在纯锁相环中所用的鉴别器是完全相同的。第四种鉴别器,纯锁相环使用的是四象限反正切,而cosats环鉴别器使用的是二象限反正切。四象限atan功能锁相环鉴别器在整个±180°的输入误差范围内都保持为线性,而二象限cosats鉴别器在半个输入误差范围内(±90°)保持为线性。
gps系统采用的是扩频通信体制，利用l波段的两种载频作载波(两载波l1和l2分别为：1575.42mhz和1227.6mhz)，对伪随机码(c/a码和p码)和导航电文进行扩频调制。而载波同步是扩频通信中的关键技术，在低动态下易于实现，而在高动态环境下，由于卫星的运动引起了载波频偏和c/a码偏移，因多径效应和多普勒频移对码捕获后的载波的提取有很大的影响，可能产生失锁现象，精确提取载波是很难的。所以，高动态下，载波恢复是扩频通信的难点。
技术实现要素：
鉴于上述问题，提出了本发明以便提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的多载波跟踪方法及跟踪装置。
本发明的一个方面，提供了一种多载波跟踪方法，包括以下步骤：
接收发射端发送的直扩信号，并对直扩信号进行解调，使直扩信号变频到零频，得到零频直扩信号；
提取出直扩信号中的中频频点，作为中频控制字；
根据零频直扩信号得到直扩信号的残留频偏，作为残留频偏控制字；
根据中频控制字和残留频偏控制字，得到载波控制字；
利用载波控制字对载波环路进行调整，消弭误差，使调整后的直扩信号与发射端发送的直扩信号载波同步；
将与发射端同步后的直扩信号输出。
进一步地，残留频偏根据如下公式得到：将直扩信号中的零频直扩信号去除，得到直扩信号的残留频偏。
进一步地，载波控制字根据如下公式得到：将中频控制字和残留频偏控制字进行相加，得到载波控制字。
进一步地，接收的直扩信号是由预设的中频频点和发射端发送的原始信号相混合后输出的基带信号。
进一步地，残留频偏的计算在低信号速率为31.3725ksps下进行。
本发明的第二个方面，提供了一种多载波跟踪装置，包括：
直扩信号接收模块，用于接收发射端发送的直扩信号，并分别发送至直扩信号解调模块和中频频点提取模块；
直扩信号解调模块，用于对接收的直扩信号进行解调，使直扩信号变频到零频，得到零频直扩信号，并发送至残留频偏控制字计算模块；
中频频点提取模块，用于将接收的直扩信号中的中频频点提取出来，作为中频控制字，发送至载波控制字计算模块；
残留频偏控制字计算模块，用于根据接收的零频直扩信号得到直扩信号的残留频偏，作为残留频偏控制字，发送至载波控制字计算模块；
载波控制字计算模块，用于根据接收的中频控制字和残留频偏控制字，得到载波控制字，并发送至载波环路调整模块；
载波环路调整模块，用于利用接收的载波控制字对载波环路进行调整，消弭误差，使调整后的直扩信号与发射端发送的直扩信号载波同步，并将同步后的直扩信号发送至同步直扩信号输出模块；
同步直扩信号输出模块，用于将接收的同步后的直扩信号输出。
进一步地，残留频偏控制字计算模块利用如下公式计算出残留频偏：将直扩信号中的零频直扩信号去除，得到直扩信号的残留频偏。
进一步地，载波控制字计算模块利用如下公式计算出载波控制字：将中频控制字和残留频偏控制字进行相加，得到载波控制字。
进一步地，接收的直扩信号是由预设的中频频点和发射端发送的原始信号相混合后输出的基带信号。
进一步地，残留频偏的计算在低信号速率为31.3725ksps下进行。
本发明提供的多载波跟踪方法及跟踪装置，与现有技术相比具有以下进步：利用中频控制字和残留频偏控制字得到载波控制字，利用得到的载波控制字对载波环路进行调整，极大的简化了环路滤波处理的复杂度，能够比较稳定的完成频偏测量,环路简单，且有很好的抗多径和抗噪声功能。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。
附图说明
通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：
图1为现有技术中锁相环路组成原理框图；
图2为本发明实施例中一种多载波跟踪方法的步骤图；
图3为本发明实施例中一种多载波跟踪装置的器件连接框图；
图4为本发明实施例中多载波跟踪方法的流程图；
图5为多径信道信噪比为-5db时的载波跟踪图(频偏设置foe＝-3.13khz)；
图6为多载波环路并行处理架构图(不同并行支路输入不同的频偏)；
图7为频偏设置9khz,在预先频偏6.9khz支路下估计出来的频偏图；
图8为频偏设置9khz,不同频偏设置下积分出来的幅度对比图。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。
本发明实施例提供了一种多载波跟踪方法及跟踪装置。
图2示意性示出了本实施例中一种多载波跟踪方法的步骤图。参照图2，本实施例提供了一种多载波跟踪方法，包括以下步骤：
接收发射端发送的直扩信号，并对直扩信号进行解调，使直扩信号变频到零频，得到零频直扩信号；
提取出直扩信号中的中频频点，作为中频控制字；
根据零频直扩信号得到直扩信号的残留频偏，作为残留频偏控制字；
根据中频控制字和残留频偏控制字，得到载波控制字；
利用载波控制字对载波环路进行调整，消弭误差，使调整后的直扩信号与发射端发送的直扩信号载波同步；
将与发射端同步后的直扩信号输出。
本实施例的一种多载波跟踪方法，利用中频控制字和残留频偏控制字得到载波控制字，利用得到的载波控制字对载波环路进行调整，极大的简化了环路滤波处理的复杂度，能够比较稳定的完成频偏测量,环路简单，且有很好的抗多径和抗噪声功能。
本实施例中，载波环路为科斯塔斯载波跟踪环。利用科斯塔斯载波跟踪环作为载波环路，在环路滤波处理上更加简化和实用。
本实施例中，残留频偏根据如下公式得到：将直扩信号中的零频直扩信号去除，得到直扩信号的残留频偏。载波控制字根据如下公式得到：将中频控制字和残留频偏控制字进行相加，得到载波控制字。接收的直扩信号是由预设的中频频点和发射端发送的原始信号相混合后输出的基带信号。本实施例中，残留频偏的计算在低信号速率为31.3725ksps下进行。本实施例中，载波环路的鉴定频率范围是-3.9khz至3.9khz。
图3示意性示出了本实施例中一种多载波跟踪装置的器件连接框图。参照图3，本实施例提供了一种多载波跟踪装置，包括：
直扩信号接收模块，用于接收发射端发送的直扩信号，并分别发送至直扩信号解调模块和中频频点提取模块；
直扩信号解调模块，用于对接收的直扩信号进行解调，使直扩信号变频到零频，得到零频直扩信号，并发送至残留频偏控制字计算模块；
中频频点提取模块，用于将接收的直扩信号中的中频频点提取出来，作为中频控制字，发送至载波控制字计算模块；
残留频偏控制字计算模块，用于根据接收的零频直扩信号得到直扩信号的残留频偏，作为残留频偏控制字，发送至载波控制字计算模块；
载波控制字计算模块，用于根据接收的中频控制字和残留频偏控制字，得到载波控制字，并发送至载波环路调整模块；
载波环路调整模块，用于利用接收的载波控制字对载波环路进行调整，消弭误差，使调整后的直扩信号与发射端发送的直扩信号载波同步，并将同步后的直扩信号发送至同步直扩信号输出模块；
同步直扩信号输出模块，用于将接收的同步后的直扩信号输出。
其中，直扩信号接收模块分别与直扩信号解调模块、中频频点提取模块连接，直扩信号解调模块与残留频偏控制字计算模块连接，载波控制字计算模块分别与中频频点提取模块、残留频偏控制字计算模块连接，载波环路调整模块分别与载波控制字计算模块、同步直扩信号输出模块连接。
本实施例的一种多载波跟踪装置，利用中频控制字和残留频偏控制字得到载波控制字，利用得到的载波控制字对载波环路进行调整，极大的简化了环路滤波处理的复杂度，能够比较稳定的完成频偏测量,环路简单，且有很好的抗多径和抗噪声功能。
本实施例中，载波环路为科斯塔斯载波跟踪环。利用科斯塔斯载波跟踪环作为载波环路，在环路滤波处理上更加简化和实用。
本实施例中，残留频偏控制字计算模块利用如下公式计算出残留频偏：将直扩信号中的零频直扩信号去除，得到直扩信号的残留频偏。载波控制字计算模块利用如下公式计算出载波控制字：将中频控制字和残留频偏控制字进行相加，得到载波控制字。接收的直扩信号是由预设的中频频点和发射端发送的原始信号相混合后输出的基带信号。本实施例中，残留频偏的计算在低信号速率为31.3725ksps下进行。本实施例中，载波环路的鉴定频率范围是-3.9khz至3.9khz。
如果采用costas锁相接收机，利用环路的窄带跟踪特性，以及扩频码积分的扩频增益，能够明显提高输出信噪比，获得满意的接收结果。
costas鉴相接收机实际上是一个窄带跟踪环路，它比一般的锁相环回路多了一个中频频点控制字和数字低通滤波器，并且在环路滤波处理上更加简化和实用。
载波环路滤波的流程是：由事先知道中频频点，它与接收信号相混后，输出基带信号，基带信号积分放大后输入到鉴相器进行相位跟踪，当外界输入频率发生变化时，中频频率控制字也会发生变化，使中频信号下变频到零频附近。这样，数字低通通带就可以做得比较窄，从而保证鉴相器输入端有足够的信噪比，这样就提高了接收机的灵敏度。
一般载波环路能够忍受最大的频偏是fsymbol/2符号速率,符号速率就是信号扩频前调制信号的速率。例如一个符号需要sp_len＝255个扩频码来扩频,并且每一个扩频码是ipoint＝8个采样点，则一个符号对应sp_point＝sp_len*ipoint＝2040个采样点，设置此时码片速率fcode＝8msps，采样速率是fs_adc＝64msps。则符号速率是fsymbol＝8msps/255＝31.3725ksps。则此时能够忍受的最大频偏是+-fsymbol/2＝15.7ksps。
如图6，adc(analog-to-digitalconverter，模数转换器)采集下来的信号，有可能是实数信号，也有可能是复数信号。如果是实数信号，则进行正交解调变到零频；如果是复数信号，则进行复数解调，变到零频。残留下来的仅仅是频偏。如果adc采集下来的信号有中频频点，例如f_dif，则这个频点作为中频控制字(dif_fcw)：dif_fcw＝fix(f_dif*2^32/fs)；这个中频控制字和和后面计算出来的残留频偏(foe_fcw)组合起来成为载波控制字(carry_fcw)。经过搬频后的信号，中心频点基本在零频附近，偏差最大在+-32khz左右，相比信号速率(fs_adc)＝64msps来说非常小，所以残留的频偏对低通滤波器几乎不会造成影响。信号经过低通滤波之后，信号速率仍然保持在高速状态，这个高速信号进行载波环路跟踪，和当前本地码refp_i和refp_q进行相乘相加得到低速符号信号(sigsymb)，此时的符号速率fsymbol＝8msps/255＝31.3725ksps。在此低速下进行残留频偏的计算。残余频差和相差靠costas-pll环来补偿。
一般情况下在直扩接收机中会使用科斯塔斯(costas)载波跟踪环,这是因为对接收到的扩频信号中的载频和码信号剥离之后,数据调制信号还保留着。如果i和q信号的预检测积分时间不跨越数据的位过渡,costas环对工和q信号的180度相位翻转不敏感。
对于bpsk/qpsk(quadraturephaseshiftkeyin，正交相移键控)调制信号，最常采用的载波同步方式是costas环。在设计中，采用改进的costas环，因改进的costas环具有锯齿型鉴相特性，减小了环路的“悬搁”现象的影响，如图4所示，相位检测器由符号函数(sign(*))和相乘器组成。其鉴相特性方程为：θ(n)＝sign[i(n)]×q(n)＝sign[cos(θe)]sin(θe)
其中，符号函数为：
令相位误差θe为theta。
对于qpsk，仅仅需要替换鉴相器公式即可，如下公式示意：
θ(n)＝sign(i(n))●q(n)-sign(q(n))●i(n)
码环处于“捕获状态”，载波环路仅按照中频频点控制字进行调整，码环处于“跟踪状态初始状态”，载波环路按照大频偏字长调整，码环处于“跟踪状态稳定状态”，载波环路按照小频偏字长调整。
载波控制字由两个控制字组成，中频频点控制字和残留频偏控制字组成。中频频点根据adc采集下来信号的中心频点确定，残留频偏由载波环计算出来的结果确定。信号混频时可以是正交解调下变频，也可以是复数下变频。载波控制字实际上就是cos/sin表的索引。cos/sin数值是预先存储的，深度是2^n,则cos/sin索引的字长也是n比特。
对这种输入信号有调制数据比特，载波相位将不定期的发生180度跳变，此时不能使用pll进行跟踪，而采用costas鉴相器，costas鉴相器对相位翻转不敏感，但其线性范围窄，跟踪噪声大。本发明采用2级环路滤波，并且相乘系数均是1/2^n，避免了乘法运算，极大的简化了环路滤波处理的复杂度，并且环路滤波滤除了噪声，能够比较稳定的完成频偏测量,环路虽然简单但是有很好的抗多径和抗噪声功能。
鉴相器后环路滤波处理采用两级滤波，c1，c2的处理均采用截位运算，所以环路滤波延时小，消耗资源只要2个加法器，极大的简化了环路滤波处理。
对于这种简化的环路滤波处理，性能却还很稳定，通过多径信道，载波环路仍然能够快速的捕获并且稳定的跟踪，如图5示意，预先设置的频偏大小foe＝3.13khz，稳定后震荡频偏误差控制在+-50hz之内，完全能够满足系统要求。并且此时设置的snr＝-5db，说明此时载波环还有很好的抗多径抗噪声能力。
costas鉴相器最大鉴频率范围是maxdetf:δfmax＝fsymbol/8,此时fsymbol＝8mhz/255＝31.37khz,所以鉴定频率范围是[-3.9khz,3.9khz],对于一般系统应该是足够了。但是为了防止大频偏的出现，可以进行并行预设频偏设计。
如果对于大频偏，则需要多个并行环路同时工作，例如采用3个并行环路。设置的预计频偏是foe＝[-2δfmax,0,2δfmax],例如[-6.97khz,0，6.97khz]设置频率误差fre_err＝9khz,那么在设置频偏foe(1)＝6.97khz时，应该在估计的范围内，此时估计出来的误差应该是leavefre＝fre_err-foe(1)＝9khz-6.97hz＝2.03khz,如图7和图8示意。从一段时间统计来看，肯定是估计准确频偏的那段积分下的功率最大。图7中，1个符号包括2040个采样点。
对于方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明实施例并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明实施例，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作并不一定是本发明实施例所必须的。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
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