防止由镜频导致的干扰的方法和系统与流程

采用多种系统和技术以使用由在试设备(dut)(典型地响应于激发信号)输出的周期性调制的射频(rf)信号来接收和测量dut的各种特性。然而，难以使用常规的基于混合器的接收器对宽带周期性调制的rf信号进行准确且完整的测量，因为周期性调制的rf信号的最小频率与最大频率之间的差值(称为“总带宽”)超过接收器的中频(if)带宽(称为“if带宽”)。接收器的if带宽是矢量网络分析器(vna)经其例如能够测量该周期性调制的rf信号的幅值和相位两者的带宽。

例如，由于频谱再生，宽带周期性调制的rf信号的总带宽可以轻易超过300mhz，而常规vna的标准if带宽仅为约40mhz。由于if带宽有限，至少需要八种本地振荡器(lo)频率设置(例如用于在八个40mhz带宽部分中接收300mhz总带宽)以及八次对应的模数转换器(adc)数据记录获取，以便捕获总带宽的最低频率与最高频率之间的频谱。

使用包括多个音(tone)的周期性调制的rf信号通常用于表征和验证各种类型dut，诸如功率放大器。例如，可以由矢量信号发生器上的重复的iq序列产生这些信号。然而，当周期性调制的rf信号在常规接收器中与本地振荡器(lo)频率混合以变频成对应的if频率时，所产生的if信号的混合产物包括与周期性调制的rf信号处于相同音间隔的实际音，还有不希望的镜频(image)，诸如谐频和混叠(alias)分量。镜频尤其产生自高侧混合，其中lo频率高于(通过if带宽)周期性调制的信号的载频。镜频产生干扰并在其他情况下向if信号中加入噪音。常规的超外差接收器包括用于镜频抑制(imagerejection)目的的特定滤波器。然而，vna和其他类型的接收器系统，诸如从keysighttechnologies,inc.可获得的性能网络分析器(pna)和网络分析器(na)并不包括此类滤波器。另外，当涉及宽带周期性调制的rf信号时，与产生镜频的混合产物相关的问题加剧，因为使用多个lo频率进行多次变频。

技术实现要素：

本发明涉及：

1.一种用于基本上防止干扰的方法，该干扰由将进入的周期性调制的射频(rf)信号与由接收器系统中的本地振荡器(lo)生成的多个本地振荡器(lo)信号混合而产生的镜频所导致，该方法包括：

确定多个音的音频率并且使用该周期性调制的rf信号的已知的调制周期来确定该周期性调制的rf信号中该多个音的相邻音之间的音间距；标识该接收器系统的模数转换器(adc)的采样率；

至少基于该音间距和该adc采样率来确定由该adc提供的样本的离散傅里叶变换(dft)记录大小；以及

至少基于该dft记录大小、该adc采样率和该音频率来确定该多个lo信号的lo频率，使得通过将所确定的lo频率与该周期性调制的rf信号的部分分别混合而产生的镜频避免干扰该多个音的直接混合分量。

2.项1的方法，其进一步包括

在该接收器系统处接收该周期性调制的rf信号；

通过将所确定的lo频率的该多个lo信号与该周期性调制的rf信号的部分分别混合来扫描该周期性调制的rf信号的完整谱，以提供在与该周期性调制的rf信号相同的音间距具有该多个音的相应的中频(if)信号；使用该adc将该if信号中的每一个数字化；

分别对经数字化的if信号进行dft，以提供包含多个dft块的相应的dft数据记录，每个dft数据记录具有所确定的dft记录大小，其中对于该if信号中的每一个，在该相应的dft数据记录中，该直接混合分量落在该多个dft块中的第一dft块上，并且该镜频落在该多个dft块中的第二dft块上；

在该相应的dft数据记录中的每一个中选择该第一dft块并且丢弃该第二dft块；以及

谱拼接从相应的dft块组中选择的第一dft块。

3.项2的方法，其进一步包括对该谱拼接的dft块进行逆向dft以提供对应于周期性调制的rf信号的、基本上没有干扰镜频的完整if信号。

4.项1的方法，其中确定该dft记录大小是进一步基于针对由镜频造成的干扰的所希望的防护等级，并且其中较高的所希望的防护等级造成较大的dft记录大小以及由将所确定的lo频率与该周期性调制的rf信号的部分混合而产生的镜频造成的较小的干扰。

5.项4的方法，其中所希望的防护等级是部分地基于：在确定由将所确定的lo频率与该周期性调制的rf信号的该部分混合而产生的镜频造成的干扰时，限定该adc的奈奎斯特区的数量和/或该周期性调制的rf信号的谐频的数量。

6.项1的方法，其中所确定的lo频率造成对应于第一组dft块的直接混合分量和由对应于第二组dft块的混合而产生的镜频，该镜频被丢弃。

7.项1的方法，其中该dft记录大小不具有除预定的质数组的因数之外的质因数。

8.项1的方法，其中确定该多个音中相邻音之间的音间距包括仅使用等于该adc的采样率乘以有理数的音间距。

9.项8的方法，其中该有理数由分数代表，并且其中该分数的分子和分母是互质的，并且该分数的分子不等于1。

10.项9的方法，其中该dft记录大小等于代表该有理数的分数的分母乘以过采样因数，该过采样因数在每个dft数据记录中提供额外的dft块。

11.项10的方法，其中该dft数据记录中的每一个的dft频率解析度等于该adc的采样率除以该dft记录大小。

12.项11的方法，其中确定该多个lo信号的lo频率包括：确定网格偏移因数，该网格偏移因数指示lo频率的偏移的量以及该周期性调制的rf信号的rf频率的均匀的网格；以及通过分别从该多个音的每个音频率中减去该网格偏移因数与该dft频率解析度的乘积来确定每个lo频率。

13.一种用于在将由接收器系统接收的周期性调制的射频(rf)信号变频成多个中频(if)信号的同时减少干扰的方法，该接收器系统包括本地振荡器(lo)，该本地振荡器用于生成多个lo信号以与该周期性调制的rf信号的部分混合从而提供该多个if信号，具有预定的adc采样率的数模转换器(adc)，该数模转换器用于将该多个if信号数字化，以及域转换器，该域转换器用于对经数字化的if信号进行离散傅里叶变换(dft)以提供与该经数字化的if信号中的每一个相对应的dft数据记录，该方法包括：

标识多个音的音频率，使用关于调制周期的先验信息来确定该周期性调制的rf信号中该多个音的相邻音之间的所需最小音间距，以及基于该adc采样率和该所需最小音间距来确定该dft数据记录的dft记录大小，该dft记录大小适合用于提供针对镜频干扰的所希望的防护等级；基于该适合的dft记录大小来确定改进的音间距；以及

至少基于该改进的音间距、该adc采样率和该音频率来确定该多个lo信号的lo频率，使得当具有所确定的lo频率的该多个lo信号分别与该周期性调制的rf信号的部分混合时，在该if信号中的、与该周期性调制的rf信号中该多个音相对应的音落在相应的dft数据记录的第一dft块上，并且由混合而产生的镜频落在该相应的dft数据记录的第二dft块上，该第二dft块被丢弃以基本上防止该镜频干扰该if信号中的音。

14.项13的方法，其进一步包括

接收该周期性调制的rf信号；

通过将所确定的lo频率的该多个lo信号与该周期性调制的rf信号的该部分分别混合来扫描该周期性调制的rf信号的完整谱，以提供在与该周期性调制的rf信号相同的音间距具有该多个音的相应的if信号；

使用该adc将该if信号中的每一个数字化；

分别对经数字化的if信号进行dft，以提供包含多个dft块的相应的dft数据记录，每个dft数据记录具有所确定的dft记录大小，其中对于该if信号中的每一个，在该相应的dft数据记录中，该直接混合分量落该第一dft块上，并且该镜频落在该第二dft块上；

在该相应的dft数据记录中的每一个中选择该第一dft块并且丢弃该第二dft块；以及

谱拼接从相应的dft块组中选择的第一dft块。

15.项13的方法，其中所希望的干扰减小量是部分地基于：在确定由将所确定的lo频率与该周期性调制的rf信号的部分混合而产生的镜频造成的干扰时，限定该adc的奈奎斯特区的数量和/或该周期性调制的rf信号的谐频的数量。

16.一种用于获取周期性调制的射频(rf)信号的系统，该信号具有减小的由镜频造成的干扰，该系统包括：

本地振荡器(lo)，该本地振荡器用于生成多个lo信号；

混合器，该混合器用于接收该周期性调制的rf信号并且用于分别将该周期性调制的rf信号的部分与该多个lo信号混合，以提供多个中频(if)信号；

模数转换器(adc)，该模数转换器(adc)用于将该多个if信号数字化，该adc具有预定的adc采样率；以及

处理单元，该处理单元用于处理经数字化的if信号，该dsp被配置为用于执行存储在非瞬态计算机可读介质上的指令，从而致使该处理单元：

对该经数字化的if信号进行离散傅里叶变换(dft)以提供分别与该经数字化的if信号相对应的dft数据记录；

使用先验信息来接收多个音的音频率以及在该周期性调制的rf信号中该多个音的相邻音之间的音间距；

至少基于该音间距、该adc采样率和所希望的干扰减小量来确定该dft数据记录的dft记录大小；以及

至少基于该dft记录大小、该adc采样率和该音频率来确定该多个lo信号的lo频率，使得当具有所确定的lo频率的该多个lo信号分别与该周期性调制的rf信号的部分混合时，在该if信号中的、与该周期性调制的rf信号中该多个音相对应的音落在相应的dft数据记录的第一dft块上，并且由分别将该多个lo信号与该周期性调制的rf信号的该部分混合而产生的镜频落在该相应的dft数据记录的第二dft块上，

其中该lo生成具有所确定的lo频率的该多个lo信号，

其中该混合器分别将所生成的该多个lo信号与所接收的该周期性调制的rf信号的部分混合，以提供该多个中频(if)信号；

其中每个if信号的音落在该相应的dft数据记录的第一dft块上，并且每个if信号的镜频落在该相应的dft数据记录的第二dft块上，并且

其中该处理单元丢弃该第二dft块，从而基本上防止该镜频干扰该第一dft块中的音，并且谱拼接每个if信号的该第一dft块，以提供与该周期性调制的rf信号相对应的数据。

17.项16的系统，其中该周期性调制的rf信号是从在试设备(dut)接收，由该dut响应于由信号发生器生成的激励信号输出的，该激发信号具有与该周期性调制的rf信号中该多个音相同的音频率和相邻音之间的音间距。

18.项17的系统，其中使用先验信息包括音频率和在该激发信号的相邻音之间的音间距。

附图说明

当与附图一起阅读时，从以下的详细说明可以最好地理解以下代表性实施方案。在适用和实际的情况下，同样的标号表示同样的元件。

图1是根据代表性实施方案的接收器系统的简化框图，该接收器系统用于确定本地振荡器(lo)信号的lo频率并且用于使用所确定的lo频率测量由在试设备(dut)输出的周期性调制的rf信号的全频谱，以便基本上防止通过由lo信号与周期性调制的rf信号部分的混合而产生的镜频所导致的干扰。

图2是根据代表性实施方案的流程图，示出一种用于防止通过由dut输出的进入的周期性调制的rf信号与由接收器系统(诸如网络分析器、矢量网络分析器或性能网络分析器)中的lo生成的lo信号的混合而产生的镜频所导致的干扰，以便测量该周期性调制的rf信号的全频谱的方法。

图3a是根据代表性实施方案的图像，描绘接收器系统中的模数转换器(adc)的奈奎斯特区1、2和3的窄带if传输函数。

图3b是根据代表性实施方案的图像，描绘接收器系统中的adc的奈奎斯特区1至10的宽带if传输函数。

图4是根据代表性实施方案的对于dft块b1,h,n最高达13次谐频并最高达奈奎斯特区指示符3的网格偏移表，其中d＝1。

图5a是根据代表性实施方案提供代表对dft块b1,h,n的网格偏移和干扰的结构的简化可视辅助的图像，其中d＝1。

图5b是根据代表性实施方案提供代表对dft块b1,h,n的网格偏移和干扰的结构的简化可视辅助的图像，其中d＝5。

具体实施方式

在下文的详细说明中，出于解释而非限制的目的阐述了公开具体细节的展示性实施方案，以更全面地理解根据本教导的实施方案。然而，对于得益于本公开文本的本领域技术人员显而易见的是，脱离了在此公开的具体细节的根据本教导的其他实施方案仍落入所附权利要求书的范围中。另外，公知的装置和方法在此不在赘述，以免影响对示例性实施方案的说明。此类方法和装置落在本教导的范围内。

一般而言，应理解，如在本说明书和所附的权利要求书中所使用的，术语“一个/一种(a/an)”和“该(the)”包括单数和复数指示物，除非上下文以另外的方式清楚地指明。因此，例如“一个装置(adevice)”包括一个装置和复数个装置的情况。

如在说明书和所附权利要求书中所使用的，并且附加于其通常的含义，术语“基本的”或“基本上”是指在可接受的限制或程度以内。例如“基本上取消”是指本领域技术人员将认为该取消是可接受的。作为另一个例子，“基本上去除”是指本领域技术人员将认为该去除是可接受的。

如在说明书和所附权利要求书中所使用的，并且附加于其通常的含义，术语“大致”是指在本领域技术人员的可接受限值或量以内。例如“大致相同”是指本领域技术人员将认为这些所比较的项是相同的。

根据本文讨论的各种实施方案，射频(rf)信号测量系统，诸如性能网络分析器(pna)和矢量网络分析器(vna)例如能够进行对由周期性调制的rf信号或载波激发的有源的在试设备(dut)的特征和行为的准确且快速的测量。周期性调制的rf信号可以是宽带周期性调制的rf信号，其中最小频率和最大频率之间的差值(称为“全带宽”)超过测量仪器的中频(if)带宽(称为“if带宽”)。为了方便的目的，如本文中所使用的，术语“周期性调制的rf信号”旨在覆盖宽带和非宽带rf信号。

如上文提及的，周期性调制rf信号的使用是用于表征和验证例如放大器的常用实践。这些信号典型地由在矢量信号发生器(vsa)或任意波发生器(awg)上的重复iq序列来产生。调制的周期性是重要的，因为它允许使用先进的数字信号处理器(dsp)通过相干平均化来实现首创的动态范围并且通过谱拼接来实现首创的调制带宽。例如，本公开文本的各个实施方案可以允许用1khz的音间距来测量2ghz的调制带宽，这对应于2百万个音。一旦完成测量，就可以将信号数据表示在频域中，如在频谱分析器(sa)中所进行的，或者表示在包络域中，如在矢量信号分析器(vsa)中所进行的。由于矢量网络分析器(vna)架构，不仅测量了所传送的信号，而且还可以测量入射和反射的信号。根据各种另外的实施方案，可以进行对周期性调制的rf信号的相位相干的多信道测量。这种能力允许对rf信号的可靠测量以用于表征功率放大器设计和验证，例如在航空航天和国防(a/d)系统以及4g和5g电信系统中。

根据各种实施方案，提供了一种方法和一种系统用于防止或最大幅度减少通过将进入的周期性调制的rf信号与由接收器系统(诸如pna或vna)中的lo生成的多个lo信号混合而产生的镜频所导致的干涉。该方法包括确定多个音的音频率并且使用已知的调制周期来确定该周期性调制的rf信号中该多个音的相邻音之间的音间距；标识该接收器系统的模数转换器(adc)的采样率；至少基于该音间距和adc采样率来确定由该adc提供的样本的离散傅里叶变换(dft)记录大小；以及至少基于该dft记录大小和该adc采样率来确定该多个lo信号的lo频率，使得通过将所确定的lo频率与后续接收的周期性调制的rf信号的部分分别混合而产生的镜频基本上避免干扰该多个音的直接混合分量。

图1是根据代表性实施方案的接收器系统的简化框图，该接收器系统用于确定lo信号的lo频率并且用于使用所确定的lo频率测量由dut输出的周期性调制的rf信号的全频谱，以便基本上防止通过由lo信号与周期性调制的rf信号的混合而产生的镜频所导致的干扰。

下文的讨论假定周期性调制的rf信号是无法使用单一lo频率接收的宽带信号，因为周期性调制的rf信号的总带宽超过接收器系统的if带宽。因此，将具有相应的多个lo频率的多个lo信号应用于宽带周期性调制的rf信号的部分(也就是说，总带宽的位于if带宽以内的带宽部分)以允许接收器系统每次一个部分地接收和测量宽带周期性调制的rf信号。一旦所有的数据已经系统性地收集完成，这些所接收且所测量的部分最终可以拼接到一起以提供跨周期性调制的rf信号的总带宽的数据。

参照图1，接收器系统100可以是各种类型的信号测量仪器中的任何一种，诸如网络分析器(na)、矢量网络分析器(vna)、或性能网络分析器(pna)。在所描绘的实施方案中，接收器系统100是多信道系统，出于展示的目的，该系统包括两个相位相干的信道ch0和ch1。应理解的是，本文中描述的实施方案同样可适用于单信道系统以及具有少于或多于两个信道的系统，而不会背离本教导的范围。信道ch0和ch1分别具有相应的输入端口in0和in1以及输出端口out0和out1。一般而言，接收器系统100的不同信道可以用于测量与实验相关联的不同信号，诸如向dut105的输入信号、dut105的输出信号、和/或在dut105的输入和输出端口处入射和反射的波。对于具有多个输入端口的dut，dut的相应的输出信号也可以使用不同信道来测量。

接收器系统100进一步包括共用的正弦lo110，该lo是可调谐的以提供具有不同lo频率的lo信号，其值是通过处理单元150中的数字信号处理器(dsp)152来确定的，如下文所讨论的。接收器系统100还包括分别安排在第一和第二信道ch0和ch1中的第一和第二混合器121和122、第一和第二低通滤波器(lpf)131和132、以及第一和模数转换器(adc)141和142。如所示，第一和第二混合器121和122各自通过lo端口接收相同的lo信号并且分别通过rf端口接收来自相应的输入端口in0和in1的输入信号(例如周期性调制的rf信号或“rf输入信号”的一部分)，并且通过if端口输出中频(if)信号。

if信号是将lo信号与周期性调制的rf信号混合的结果。在所描绘的实施方案中，第一信道ch0中的rf输入信号是响应于由信号发生器101生成的周期性调制的rf信号(可以被称为“激发信号”)而由dut105输出的周期性调制的rf信号(可以被称为“响应信号”)。第二信道ch1中的rf输入信号是由信号发生器101生成的周期性调制的rf信号自身。信号发生器101可以是外部的信号发生器，诸如矢量信号发生器(vsg)或任意波发生器(awg)，但是可以结合有任何能够提供周期性调制的rf信号的信号发生器，而不背离本教导的范围。在所描绘的实施方案中，接收器100包括分流器103，该分流器划分由信号发生器101生成的周期性调制的rf信号，从而分别产生输入到dut105的激发信号(在响应情况下输出提供给第一信道ch0的rf输入信号)和提供给第二信道ch1的rf输入信号。dut105展示为双端口的有源设备，诸如功率放大器，但是也可以结合有其他类型的dut，而不背离本教导的范围。

在所描绘的实施方案中，处理单元150包括场可编程门阵列(fpga)和dsp152，但是可以结合有处理设备的各种组合，而不背离本教导的范围。例如，处理单元150可以通过计算机处理器、fpga、专用集成电路(asic)或其组合使用软件、固件、硬接线逻辑电路或其组合来实现。尤其计算机处理器可以由硬件、固件或软件架构的组合来构造并且可以包括其自身的存储器或存储器设备(例如非易失性存储器)用于存储允许其执行各种功能的可执行的软件/固件可执行的代码。在实施方案中，计算机处理器可以包括例如执行操作系统的中央处理器(cpu)。存储器设备包括非瞬态的计算机可读介质。当然，可以结合有其他类型的处理器和计算设备(包括个人计算机，无论是在接收器系统100的内部或外部)，而不背离本教导的范围。

处理单元150还可以包括用于存储数据、应用和其他信息的存储器。存储器可以包括适合于与所公开的系统一起使用的各种非瞬态的计算机可读介质，例如包括固态存储器设备、磁性存储设备和光学存储设备。例如，存储器可以通过任何数量、类型和组合的随机存取存储器(ram)和/或只读存储器(rom)来实现，该存储器可以包括任何数量、类型和组合的计算机可读存储介质，诸如磁盘驱动器、电可编程只读存储器(eprom)、电可擦除可编程只读存储器(eeprom)、cd、dvd、通用串行总线(usb)驱动器等等，这些都是非瞬态的(例如与瞬态的传播信号相比)。

如上文提及的，由lo110提供的lo信号的lo频率最初是由dsp152确定的，使得基本上消除通过分别由第一和第二混合器121和122将lo信号与周期性调制的rf信号的部分混合而生成的不希望的镜频(例如谐频和混叠分量)。一般而言，将来自第一和第二信道ch0和ch1的经数字化的信号数据提供给dsp152，并且从时域转换到频域(例如使用离散傅里叶变换(dft))以提供包含多个频率块(例如dft块)的频域记录。lo110的lo频率通过dsp152确定，使得(后续接收的)周期性调制的rf信号的音对应于一组频率块(例如第一dft块)，而通过混合lo信号与周期性调制的rf的部分而造成的镜频则对应于另一组频率块(例如第二dft块)。对于所接收的rf输入信号，可以选择第一dft块并且可以丢弃第二dft块以便从由处理单元150输出的信号数据中基本上消除镜频。在下文中进一步讨论确定lo频率的步骤。

当接收并混合周期性调制的rf信号的部分与lo信号时，第一混合器121输出if信号，该if信号通过第一lpf131滤波以过滤掉高频信号、通过第一adc141数字化并且输入到处理单元150以处理数字信号数据。该处理包括选择周期性调制的rf信号的音对应的频率块以及丢弃镜频对应的频率块，如上文所提及的。类似地，参照另一个相干信道，由第二混合器122输出的if信号通过第二lpf132滤波、通过第二adc142数字化并且输入到处理单元150。处理单元150还可以对于从与其他lo频率混合的第一和第二信道ch0和ch1中的每一个进行所选择的频率块的谱拼接。可以将来自第一和第二输入端口out0和out1中的一个或多个的谱拼接的信号数据显示在显示器单元(未示出)上。

任何周期性调制的rf信号可以通过离散谱来代表。换言之，周期性调制的rf信号包括由一组离散的频率和相关联的复相量描述的多个音(即多音)。每个复相量可以由实部和虚部代表，或者等价地通过相位和幅值代表。为了本文中的讨论的目的，在“音”和“相量”之间没有概念上的区别。考虑到存在寄生谐频，在由信号发生器101生成的周期性调制的激发rf信号(“激发信号”)中存在的音的频率可以由方程式(1)代表：

f[h,i]＝h.fc+i.fmod(1)

参照方程式(1)，fc是由信号发生器101生成的周期性调制rf信号的载频，fmod是调制音间距(等于调制的重复周期的倒数)，h代表正谐频指数，并且i代表正或负的调制指数。为了展示的目的，考虑了谱的单侧呈现方式，这意味着将仅考虑正的频率。这样的考虑可能从数学观点看是不够精妙，但从工程学观点看是更实际的。

2端口dut105输出的周期性调制的rf信号(“响应信号”)(被输入到接收器系统100)将还通过具有与激发信号相同的音间距fmod的离散谱代表。响应信号将很有可能包含谐频以及谱再生。由于谱再生，响应信号的调制指数范围典型地是激发信号的指数范围的几倍。因此希望对应于由方程式(1)描述的所有频率来高效地且准确地测量基础的相量，其中h＝1。

再次参照图1中的接收器系统100，将由接收器系统100接收的周期性调制的rf信号(即响应信号或rf输入信号)穿过第一和第二输入端口in0和in1引导到第一和第二混合器121和122的rf输入，该混合器通过共用的lo110来驱动，如上文所讨论的。混合器121和122可以是例如基于gilbert单元或二极管的奇数谐频混合器。在第一和第二混合器121和122中的每一个内，将正弦lo信号转化成具有非常尖锐边缘的方波，转化时间例如为约5ps。然后将方波乘以rf输入信号。作为lo信号方波化的结果，rf输入信号将不仅与lo信号的基础频率混合，还与所有奇数谐频混合。由于在第一和第二混合器121和122中每一个之内的非理想状况，还将存在偶数谐频，可以将其认为是寄生(然而可测量的)效应。

在接收器系统100中通过第一和第二lpf131和132将if输出滤波并且通过第一和第二adc141和142将其数字化。第一和第二lpf131和132可以例如是低通抗混叠滤波器。这些低通抗混叠滤波器中的每一个例如可以是具有约38mhz的截止频率的宽带解析或具有约11mhz的截止频率的窄带解析。第一和第二adc141和142中的每一个具有相同的采样率以对经滤波的信号数据进行采样。在一个实施方案中，adc采样率可以是例如100mhz。通过处理单元150的fpga151以及通过在dsp152上运行的软件来对样本进行滤波和数字化。这造成从第一和第二输出端口out0和out1的两个数字数据输出(例如测量不同的参数)，典型地在频域中。该数字数据输出可以进一步通过显示处理器(未示出)处理，以展示在显示器设备(未示出)上，如上文所提及的。

在一个实施方案中，lo110、第一和第二adc141和142、以及处理单元150是通过共用的时钟(未示出)同步的，该共用的时钟可以提供例如100mhz的时钟信号。信号发生器101也与该共用的时钟同步。这可以通过分配例如共用的10mhz的基准时钟信号来实现，如本领域技术人员显而易见的。作为实际情况，每个if信号的可以测量的最低频率和最高频率分别被称为fmin和fmax。

接收器系统100的结构代表“低if接收器”。与常规的超外差接收器不同，在用于镜频抑制目的的接收器系统100中不存在滤波器。因此，镜频抑制需要通过数字器件来进行，诸如处理单元150。低if接收器是在例如vna中常见的，但是镜频抑制对于vna应用来说基本上不成问题，因为典型同一时间仅施加一个音。相反，根据本文中讨论的不同实施方案，数字式镜频抑制可以使用接收器系统100来实现，即使当以多个音施加周期性调制的rf信号时。

如先前提及的，第一和第二adc141和142以及处理单元150共享相同的(100mhz)的采样时钟信号。结果是，以相位相干的方式自动测量第一和第二信道ch0和ch1。因此，在以下的讨论中，为了方便的目的，仅参照一个信道(例如第一信道ch0)就足以解释接收器系统100的运行，而应理解该讨论也同等地适用于其他的信道。该过程着重于计算dft记录大小、dft块组和lo频率组，这样将能够对感兴趣的音进行测量而同时丢弃镜频。

图2是根据代表性实施方案的流程图，示出一种用于防止通过由dut输出的进入的周期性调制的rf信号与由接收器系统(诸如网络分析器、矢量网络分析器或性能网络分析器)中的lo生成的lo信号的混合而产生的镜频所导致的干扰，以便测量该周期性调制的rf信号的全频谱的方法。如上文提及的，为了方便的目的，将参照多信道接收器系统的一个信道来说明该方法。然而，应理解的是，该说明也适用于任何另外的信道。进一步地，为了方便的目的，该方法实际上可以分成两个过程。也就是说，框s211至s214总体针对确定dft记录大小和lo频率，并且框s215至s220总体针对使用所确定的dft记录大小和lo频率来接收和处理周期性调制的信号。

参照图2，在框s211中确定该周期性调制的rf信号中多个音的音频率并且确定多个音中相邻音之间的音间距。音频率和音间距是使用关于该周期性调制的rf信号的调制周期的先验信息来确定的。尤其确定音间隔以利用dft，使得周期性调制的rf信号的音将对应于dft块(即第一dft块)，如下文所讨论的。音频率和音间距可以被编程到信号发生器101中以提供输入到dut(105)的周期性调制的rf信号。

在框s212中，标识接收器系统(100)的adc(141)的采样率。采样率典型地是相对于adc固定的，并且可以通过用户输入来标识、从存储器和/或查找表中读取、或被测量。在框s213中至少基于音间距和所标识的adc采样率来确定由该adc提供的样本的dft记录大小。在一个实施方案中，确定该dft记录大小可以进一步基于针对由镜频造成的干扰的所希望的防护等级(即所希望的干扰减小量)。例如，针对镜频干扰的较高的所希望的防护等级造成较大的dft记录大小以及由将所确定的lo频率与周期性调制的rf信号的部分混合而产生的镜频造成的较小干扰。所希望的防护等级可以是部分地基于：在确定由将所确定的lo频率与周期性调制的rf信号的部分混合而产生的镜频造成的干扰时，限定该adc(141)的奈奎斯特区的数量和/或周期性调制的rf信号的谐频的数量。例如，adc的奈奎斯特区越多且所考虑的谐频越多就造成针对镜频干扰的防护等级越高。为了优化处理速度，所确定的dft记录大小可以被限制为不具有除预定质数组的因数之外的质因数。例如，如果dft是基于用于计算dft记录大小的英特尔数学核心库(mathkernellibrary(mkl))，则dft记录大小将具有除2、3、5、7、11和13之外的质因数。

在框s214中，至少基于dft记录大小、adc采样率和音频率来确定多个lo信号的lo频率，使得通过将所确定的lo频率与周期性调制的rf信号的部分分别混合而产生的镜频基本上避免干扰多个音的直接混合分量。也就是说，所确定的lo频率产生了对应于第一dft块组的多个音的直接混合分量以及通过将所确定的lo频率与对应于第二dft块组的周期性调制的rf信号的部分混合而产生的镜频，该镜频可以被丢弃。将所确定的lo频率施加到混合器(121)以进行周期性调制的rf信号的部分的后续接收和变频，如下文所讨论的。

换言之，为了利用dft，必须确保在通过混合器变频之后所测量的所有音将对应于确切的dft块(即第一dft块)。由于变频保留了在if信号中输入rf信号的调制音间距，所以这可以使用音间距(fmod)来实现，该音间距等于adc采样率(fadc)的有理数倍，如方程式(2)所示：

在方程式(2)中，k和l形成彼此互为质数的一对整数(“互质”)。因为，为了使dft块与音间距相容，dft记录大小r为l的倍数就是足够的，如通过方程式(3)所表达的：

r＝fl(3)

在方程式(3)中，f是整数，被称为“过采样因数”，代表在每个dft数据记录中提供的额外dft块的数量。一般而言，过采样因数越大(且因此dft数据记录越大)，针对由镜频造成的干扰的防护等级越高。

相应的dft频率解析度(fres)通过方程式(4)得出：

音间距(fmod)与dft频率解析度(fres)之间的关系通过方程式(5)得出：

如通过方程式(3)到(5)指示的，音间距fmod与dft记录大小r之间的关系是紧密耦合的。如果音间距fmod或dft记录大小r中任一个的值固定，则另一个值类似地受限。值得注意的是，这一关系对于确定lo频率可以双向进行。也就是说，可以选择音间距并且确定适合用于提供针对镜频干扰的所希望的防护等级的匹配的dft记录大小，或者可以选择适合用于提供针对镜频干扰的所希望的防护等级的dft记录大小并且确定周期性调制的rf信号的相关联的音间距。图2描绘了前一种方法(选择音间距并且确定dft记录大小)。然而，图2将通过交换这些步骤而同等地应用于后一种方法，使得首先基于adc采样率和所需的最小音间距来确定适合的dft记录大小，然后基于该适合的dft记录大小来确定实际的音间距。值得注意的是，使用这后一种方法，所计算的(实际的)音间距将小于指定的音间距，这从数据处理和镜频抑制的角度可能是有利的。无论哪种情况，用于提供针对镜频干扰的所希望的防护等级的dft记录大小通常受到f、k和l的数值的影响，使得dft记录大小r＝fl，fmod＝k/l*fadc，并且k的数值应当尽可能大。另外，k和l是互质数，而f和l不应具有除由微处理器确定的质因数之外的质因数。

在框s214中确定多个lo信号的lo频率，必需选择lo频率，使得周期调制的rf信号的载频(fc)最终位于dft块上，例如通过方程式(6)指示的：

flo＝fc-dfres(6)

参照方程式(6)，假定d为正整数并且小于k与f的乘积。然后确定哪个dft块对应于完整的向下变频的多音信号。该确定以具有频率f[1,i]的基础音开始，通过方程式(7)得出：

f[1,i]＝fc+ifmod(7)

方程式(8)引入了标记grid[α,β]，其表示在均匀网格上定义的数组，其中α代表网格偏移并且β代表网格间距：

其中(8)

通过方程式(9)提供了平凡的但有用的特征，其中对于有：

grid[α+pβ,β]＝grid[α,β](9)

方程式(9)因而暗示网格组grid[α+pβ,β]形成了可以按独特方式通过grid[αmodβ,β]代表的等价类。在下文中，正量值(αmodβ)将被称为“网格偏移”，使得：

f[1,i]∈grid[fc,fmod](10)

if频率组，即在变频之后获得的频率，也将处于可计算的均匀网格上。首先，存在对应于低侧混合的直接混合产物fd,1[i]。直接混合产物fd,1[i]通过从频率f[1,i]中减去flo而得出，如通过方程式(11)所示的：

fd,1[i]＝(fc+ifmod)-(fc-dfres)＝dfres+ifmod＝(d+ikf)fres(11)

或者，换言之，直接混合产物fd,1[i]可以如下所示：

fd,1[i]∈grid[dfres,kffres](12)

对应的dft块bd,1[i]通过将网格除以fres而得出，具有以下结果：

bd,1[i]∈grid[d,kf](13)

为了简化数学标记，可以引入标记bd,1以代表对应于bd,1[i]的dft块网格。在此情况下，关系(13)则可以简写成方程式(14)：

bd,1＝grid[d,kf](14)

在混合网格时出现的第二if频率组是对应于高侧混合的镜频混合产物fd,-1[i]。镜频混合产物fd,-1[i]是通过从flo中减去f[1,i]得出的。相应的dft块通过方程式(15)得出：

bd,-1＝grid[kf-d,kf](15)

还必须避免来自if信号的谐频的潜在干扰。一些dut将生成谐频响应，需要避免该谐频响应，使得对应于这些谐频的if频率与基础分量的if频率相对应。例如，可从keysighttechnologies,inc.得到的pna-x混合器是谐频混合器，所以它将把信号谐频向下变频成if。考虑到对应于谐频指数h的直接混合产物，dft块bd,h[i]通过方程式(16)得出：

bd,h＝grid[hdmodkf,kf](16)

bd,h的结果可以容易地概括成镜频混合产物。为此目的，使用负的谐频指数h足以指代镜频混合产物，而使用正的谐频指数h足以指代直接混合产物。

至于谐频的潜在干扰(直接混合产物和镜频混合产物两者)，还存在adc(141)的奈奎斯特区的问题。抗混叠滤波器(例如第一和lpf131和132)可能无法充分过滤掉存在于高阶adc奈奎斯特区中的音。为了展示的目的，将窄带抗混叠滤波器的11mhz带的多个奈奎斯特区的传输特征和宽带抗混叠滤波器的38mhz带的多个奈奎斯特区的传输特征分别示出在图3a和3b中。

具体而言，图3a是描绘adc的奈奎斯特区1、2和3的窄带if传输函数的图像，而图3b是描绘adc的奈奎斯特区1至10的宽带if传输函数的图像。

参照图3a和3b，在窄带if模式中，在if带的有用的11mhz部分中第2奈奎斯特区已经处于-100db以下。因此，不需要针对奈奎斯特混叠的防护。通过比较，在宽带if模式(当周期性调制的rf信号是宽带rf信号时)中，在if带的有用的38mhz部分中100db的奈奎斯特混叠抑制要求最高至第6奈奎斯特区的防护。防护等级可以通过首先引入独特方式来指示每个adc奈奎斯特区来实现。也就是说，并非使用常规的整数1代表第1奈奎斯特区、整数2代表第2奈奎斯特区等等，而是第一奈奎斯特区由n＝0指示、第2奈奎斯特区由n＝-1指示、第3奈奎斯特区由n＝1指示、第4奈奎斯特区由n＝-2指示、第5奈奎斯特区由n＝2指示，等等，如图3b中所示。

使用标记bd,h,n来代表对应于谐频指数h和奈奎斯特区指示符n的dft块网格，dft块的网格通过方程式(17)和(18)得出：

对于n≥0:

bd,h,n＝grid[(hd+nlf)modkf,kf](17)

对于n＜0：

bd,h,n＝grid[(-hd-nlf)modkf,kf]＝-grid[(hd+nlf)mod(-kf),kf](18)

相应地，确定性的镜频抑制可以如下地构造：给定k和l，确定d和f，使得对应于谐频(h≠1)和不等于0的较高奈奎斯特区(n≠0)的dft块网格的网格偏移与直接混合的基波(h＝1)的具有等于0的奈奎斯特指示符的奈奎斯特区的网格偏移不重合。

值得注意的是，在调制音间距(fmod)正好为adc采样率(fadc)的亚谐频的情况下(对应于k＝1)产生了问题。在此情况下，对应于基波的直接混合产物的第2奈奎斯特区的dft块的网格偏移将总是与对应于基波的直接混合产物的第1奈奎斯特区的dft块的网格偏移重合。这通过对于k＝1估算bd,1,0和bd,1,-1来说明，如方程式(19)中所示：

bd,1,0＝grid[dmodf,f](19)

bd,-1,-1＝grid[(d+lf)modf,f]＝grid[dmodf,f]＝bd,1,0(20)

换言之，在k＝1的情况下，bd,1,0和bd,-1,-1对应于dft块的相同网格并且将产生干扰。因此，应当避免音间距fmod正好为fadc的亚谐频的情况。

关于方程式(17)至(20)的讨论实际上是通过方程式(21)和(22)呈现的更一般特征的特殊情况：

对于n≥0,k≥0：bd,h,n＝bd,h,n+k(21)

对于n＜0,k≥0：bd,h,n＝bd,h,n-k(22)

n≥0,k≥0情况下的证明在下文通过方程式(23)至(24)得出(可以类似地推导出n＜0,k≥0的情况下的证明)：

bd,h,n+k＝grid[(hd+(n+k)lf)modkf,kf](23)

bd,h,n+k＝grid[(hd+nlf+l(kf))modkf，kf](24)

bd,h,n+k＝grid[(hd+nlf)modkf,kf]＝bd,h,n(25)

如上文所讨论的，因为k和l是互质数，将不存在能使bd,h,n＝bd,h,n+v成立的小于k的v值。因此，adc奈奎斯特区造成的干扰可以通过选择对应于大数值的k(例如11)的音间距而最小化。一般而言，选择尽可能高的数值用作k。数值k的上限主要由记录大小r的限值确定。也就是说，对于类似的音间距，k越大，l就需要越大，并且l受到数据记录的最大尺寸的限制。

接下来，处理谐频响应的潜在干扰。所有谐频响应将位于确切的dft块中，但是仅存在有限数量的dft块。因此，将总是存在具有相同dft块作为基波的谐频，并且因此将造成干扰。然而，这种干扰的影响可以通过该相同的dft块对应于谐频并且出现基波处的谐频指数来最大程度降低。如果在该相同的dft块对应于谐频并且基波处的谐频指数足够高，则干扰的效果将止于噪音中。

干扰基波的谐频指数(用g表示)可以通过将kf和d质因数化而找到，如上所讨论的。g等于kf的所有质因数的乘积，而这些质因数都不是d的质因数。结果是，可以通过确保kf和d是互质数而最大程度降低谐频响应的干扰。例如，平凡的选择是d为1。

上述内容可以如下证明。g等于满足方程式(26)的最小整数：

(1+g)d＝d+αkf，(26)

其中α是整数，等价于：

gd＝αkf(27)

因此，找到g作为方程式(28)的最小整数解：

其中α是整数(28)

在质因数化之后，其中用具有标号的小写字母来指示质因数，方程式(28)可以写作方程式(29)：

使g为整数的最小的α将等于也不是kf的质因数的d的所有质因数的乘积。g的最终结果等于kf的所有质因数的乘积，而这些质因数也不是d的质因数。

在这一点上，已经确定了dft记录大小和lo频率。因此，再次参照图2，在框s215中在接收器系统(100)处从dut(105)接收周期性调制的rf信号。通过将在框s214中确定的在该lo频率的多个lo信号与周期性调制的rf信号的部分分别混合来在框s216中扫描周期性调制的rf信号的完整谱。当周期性调制的rf信号的带宽超过接收器系统的可用if带宽时，需要多个lo频率，如上文提及的。该扫描提供在与周期性调制的rf信号相同的音间距具有音的相应的if信号。混合运算符频率(lo频率)将该多音偏移，使得它们最终位于if带宽以内。在框s217中使用adc(141)使用adc采样率将if信号中的每一个数字化。

在框s218中，分别对经数字化的if信号进行dft，以提供包括多个dft块的相应的dft数据记录。将该dft部分地应用于确定所有音的幅值和相位。每个dft数据记录具有在框s213中确定的dft记录大小，其中对于if信号中的每一个，在相应的dft数据记录中，直接混合分量落在多个dft块中的第一dft块上，并且镜频落在多个dft块中的第二dft块上。在相应的dft数据记录中的每一个dft数据记录中，在框中选择第一dft块并且在框s219中丢弃第二dft块。可能存在未落在第二dft块上的镜频，在此情况下这些镜频未被丢弃并且添加到噪音中。然而，可以例如通过确保kf和d互质并且k高来减少或最大程度降低未落到第二dft上的镜频的数量，如上文所讨论的。

当周期性调制的rf信号的带宽超过接收器系统的可用if带宽时，在框s220中对所选择的第一dft块进行谱拼接。谱拼接使得能够输出和/或显示来自周期性调制信号的整个带宽的信号数据。另外，可以对谱拼接的dft块进行逆向dft以提供对应于周期性调制的rf信号的、基本上没有干扰镜频的完整if信号。

为了展示的目的，下文提供了实现本公开文本的各种实施方案的实例，参照图5。实例涉及使用小于1khz(由噪音基底确定)的if带宽和所需的约10khz的音间距来测量周期性调制的rf信号。而且，假定lpf(131)具有38mhz的带宽，这要求最高至第5奈奎斯特区的防护。参照图3b，第5奈奎斯特区(即奈奎斯特区5)对应于奈奎斯特区指示符n＝+2，该指示符暗示需要k≥3。在此例中，选择k＝3，并且现在可以根据方程式(30)来确定l：

值得注意的是，l等于30000是不可接受的，因为它包含质因数3，所以l的数选择为例如与质因数2、5、7、11和13最接近的数。这个数是l＝30184。过采样因数f选择为等于4。因而，基于上文提出的方程式，处理周期性调制的rf信号的设置如下：

k＝3

l＝30184

f＝4

r＝120736

接下来，d的数值必须选择为将允许计算lo频率。为了最大程度防护针对谐频镜频，d不应包含质因数2和3，因为kf和d需要是互质的，如上文所讨论的，所以d不能包含kf＝12的质因数(并且12的质因数为2和3)中的任何一个。d的数值可以根据经验来选择，例如从d＝1的情况开始。图4是对于dft块b1,h,n最高达13次谐频并最高达奈奎斯特区指示符3的网格偏移表，其中d＝1。

参照图4，主信号或基波(h＝1，n＝0)的网格偏移(通过粗圆圈指示)等于1。其他分量的网格偏移的范围在0与11之间。当特定h和特定n的网格偏移对应于h＝1，n＝0的网格偏移时，将出现干扰。这些位置由另外的(非粗体)圆圈指示。

图5a是提供代表对dft块b1,h,n的网格偏移和干扰的结构的简化可视辅助的图像，其中d＝1(这些因数是与用于形成图4中的网格偏移表相同的因数)。参照图5a，灰度级指示网格偏移，带点的三角形指示基波(h＝1，n＝0)的位置，并且带斜线的三角形指示干扰。值得注意的是，-11次谐频(h＝-11，n＝0)的第1奈奎斯特区将产生干扰。而且，将由于基波的第7奈奎斯特区(h＝1，n＝3)以及由于基波的镜频的第6奈奎斯特区(h＝-1，n＝-3)而产生干扰。然而，最大的潜在干扰可能是3次谐频(h＝3，n＝-1)的第2奈奎斯特区，因为它最接近基波(h＝1，n＝0)。如果3次谐频的第2奈奎斯特区的干扰造成问题的话，应选择并测试d的其他数值。

例如，图5b是提供代表对dft块b1,h,n的网格偏移和干扰的结构的简化可视辅助的图像，其中d＝5(与在上文参照图5a讨论的d＝1相对)。参照图5b，最大潜在干扰项可能是3次谐频的第4奈奎斯特区(h＝3，n＝-2)。然而，如可以从图3b确定的，第4奈奎斯特区提供约80db的抑制，而第2奈奎斯特区仅提供约40db的抑制。相对比较之下，第4奈奎斯特区比2奈奎斯特区提供约40db的额外抑制，使得使用d＝5的最大潜在干扰项受到显著更大的抑制，并且因此优选使用d＝1。可以按相同方式选择测试d的其他数值，以确定针对镜频干扰的最佳防护。

本文中描述的各种实施方案提供了若干优点。例如，该系统和方法在不使用镜频过滤器的情况下减小或基本上消除了由输入rf信号与一个或多个lo信号混合产生的镜频造成的干扰。而且，该系统和方法是灵活的，其方式为：可以调节针对镜频干扰的防护等级，这例如可以是通过指定在消除由镜频造成的干扰时adc的奈奎斯特区的数量和/或周期性调制的rf信号的谐频的数量、和/或通过增大或减小dft记录大小以提供更多或更少的dft块从而对应于镜频(并且因而被丢弃)。

而且，不同的实施方案可以用于进行宽带周期性调制信号的精确测量。可以避免由于毛刺状混合产物造成的干扰，尤其谐频和镜频(低侧和高侧lo)，以及这些分量的所有不同的奈奎斯特区。干扰的量是可预测的并且可以计算。因此，通过适当选择调制重复率、dft记录大小和lo频率，可以将来自镜频和谐频的干扰最小化。

值得注意的是，不同实施方案适用于多信道接收器，该多信道接收器允许相干地测量多个信号。因此，例如，除了测量功率放大器的经调制的输出信号，还可以测量输入信号(即，rf刺激信号)。进一步地，例如适用五信道接收器，可以按相同方式测量存在于功率放大器的输入和输出端口处的所有入射和反射波。

本领域技术人员理解，根据本教导的许多变体都是可行的并且仍然在所附权利要求书的范围内。在查看本文的说明书、附图和权利要求书之后，本领域技术人员将清楚这些和其他变体。因此，本发明仅受所附权利要求书的精神和范围限制。