高动态PCM/FM信号载波频率精确估计方法与流程
本发明属于无线通信技术领域，涉及一种遥控遥测系统高动态pcm/fm信号载波频率的精确估计方法。
技术背景
大动态脉冲编码-频率调制(pulsecodemodulation/frequencymodulation，pcm/fm)遥测信号作为一种常用的遥测体制，是当前遥控遥测系统中应用较为广泛的一种信号类型，由于pcm/fm信号具有精度较高、格式灵活、便于收发两端的数据处理等优点，在航空航天领域发挥着至关重要的作用，现有pcm/fm调频体制通常采用调频指数为h的连续相位移频(continuousphasefrequencyshiftkeying，cpfsk)体制，cpfsk信号可表示为：
上式中，a是信号幅度；fc是载波中心频率；fd是载波多普勒频移；h是调频指数；a＝[a1,a2,…an,…]表示调频码元序列；tfm是调频码元周期；φ0是载波初始相位；q(t)是相位响应函数，可以表示为
因此，cpfsk信号的调频频率可表示为
在实际的遥控遥测系统中，接收到的信号会存在载波频率偏移的现象，造成该现象的主要原因有：发射端的载波不稳定或者接收端的本地振荡信号不稳定，飞行器等被测物体的高速运动对于地面设备的多普勒效应，而多普勒效应对于系统来说造成的影响更大更难以避免，无法确定接收信号的实际中心频率，将严重影响接收端获取信息的正确性。
大动态pcm/fm信号的接收通常应用快速傅里叶变换fft估计联合鉴频解调，利用基于fft的方法得到接收信号的多普勒频率粗估计，然后进行数字鉴频解调，通过鉴频后的差分运算进一步消除残留频偏，但pcm/fm信号为抑制载波且难以获得频域离散谱线的信号，基于fft的频率估计在大动态窄带条件下，特别是信噪比较低的场合精度较差，同时鉴频解调的性能相对于差分序列检测和多符号检测等算法较差，并存在门限效应；最大似然估计是通常用来估计非随机参量的通用方法，作为一种经典的载波频率参数估计算法，该算法的基本思想是对接收信号在基带建立以频率为参数的似然概率密度函数，通过求似然函数的最大值得到载波频率的估计值从而得到频偏量，该方法要求已知观测样本的条件概率密度，另外，还会导致非线性估计问题，不容易求解；航天测控工程研究中心的李秋娜等人提出了利用离散短时傅里叶变换的方法去除pcm/fm信号的多普勒频移，具有很强的针对性，该方法也是以最大似然估计为基础，分析得到时域幅度的最大似然估计同频域幅度之间的关系，通过短时傅里叶变换分析信号各频点的能量变化，完成频率提取；燕山大学的高秀英等人论述了匹配傅里叶变换等算法在载波频偏估计中的应用，但是算法复杂度很高，还难以应用到工程中。以上的算法均有各自的优缺点及适用范围。而基于离散傅里叶变换的频谱估计算法并不能直接适用于遥测系统的载波频谱估计。锁相环构成的afc结构简单，有利于硬件实现，但是在处理幅度较大的多普勒频偏时，如果不增加环路带宽，多普勒频移会使载波超出锁相环的捕获频带；而环路带宽的增加将会引入更多噪声导致准确度的降低，当引入噪声的电平接近或超过环路的门限电压时，将导致失锁；同时对变化率较大的多普勒频偏，锁相环的响应速度无法跟上。当信噪比低于某一门限时，这类方法的结果往往很难让人满意，载波频率估计的准确度将直接影响后续处理工作。
目前高动态pcm/fm信号的接收捕获一般采用多符号检测(multi-symboldetection，msd)算法，该算法常用的检测方法有能量重心法、最值法和在工程中应用的中值法。能量重心法根据积分峰值谱线及其前后各n根谱线估计频谱能量的重心，从而估测出载波频率；最值法则通过频谱峰值对应的频率点作为当前的载波频率估计值；该两种方法都必须依赖于频谱峰值可适应不同信噪比场景，但其估计精度较低，且在频谱峰值远离中心频率点时估计性能恶化严重。而中值法则是利用频谱的对称性，对特定幅度门限所对应的两个频率点的中点完成频率估计，该方法在强信噪比场景下具有较高的估计精度，但在中低信噪比下频谱受噪声影响严重，会导致估计性能严重下降。
当飞行器载体作大机动运动时，接收信号的载波频率会产生极大的多普勒频移及其变化率，传统载波频率估计方法在短时间内将其视为线性调频信号来估测参数，但由于接收信号动态极大，而且受到各种信道损耗而严重衰减，在测频过程中将载波频率当作单频信号会严重降低载波频率的估测精度，同时也会无法满足在弱信号环境中的性能需求，难以在高动态应力、弱信号环境和高估计精度等方面同时保持优势。在高动态、弱信号场景下，若无法精确估测出接收信号的载波频率，或估测出的载波多普勒频率、多普勒变化率等信息误差较大，复制信号与接收信号之间的频率误差超过跟踪环路的牵入范围，跟踪环路通常无法快速而稳定地入锁。
在上述传统测频方法中，测频系统对接收信号进行滤波采样后，先直接进行快速傅里叶变换(fastfouriertransform，fft)，而后采用不同方法进行峰值谱线搜索，从而解算出载波频率，各方法的测频性能各有优劣，但都无法同时满足高动态应力、弱信噪比和高估计精度的性能需求，因此，在高动态、弱信号等复杂场景下，为实现跟踪环路快速而稳定地入锁，如何精确而快速地估测出pcm/fm信号载波频率成为亟待解决的技术难点。
技术实现要素：
本发明的目的是针对传统的pcm/fm信号载波频率估计方法估测信息误差大，估计精度较低，很难满足高动态应力、弱信噪比和高估计精度的性能需求的技术缺陷，提供一种实现简单、实时性高，估测误差小，载波频率估计准确率高，能够适用于高动态、弱信号等复杂场景的pcm/fm信号载波频率的精确估计方法，保证后续跟踪环路可以快速而稳定地入锁。
本发明的上述目的可以通过以下技术方案予以实现，一种高动态pcm/fm信号载波频率精确估计方法，具有如下技术特征：以滤波采样模块、调频频率正负补偿并联支路、峰值搜索模块、频率解算模块组成pcm/fm信号测频系统；高动态pcm/fm输入信号经过带通滤波模块后完成任意比降采样处理，并把降采样数据分别送入调频频率正、负补偿并联支路；对采样数据依次进行调频频率预补偿、载波多普勒变化率补偿和模式控制，以完成载波恢复；再经过快速傅氏变换fft测频、非相干积分累加，将正、负补偿两并联支路输出的非相干积分结果相加后送入峰值搜索模块，查找积分结果中最大峰值及对应的变化率子槽；频率解算模块根据峰值结果估测出高动态pcm/fm信号的载波多普勒频移、载波多普勒变化率、搜索时间等信息。
本发明相对于传统测频方法具有以下有益效果：
实现简单、实时性高。本发明针对高动态场景和接收信号特征设计pcm/fm信号测频系统，采用调频频率正负补偿并联支路对降采样数据进行调频频率的预先补偿，并采用载波多普勒变化率补偿、模式控制完成载波恢复等技术，实现简单、实时性高，所有处理参数可根据输入信号的符号速率、调频指数、频率动态范围、信噪比等进行设置，满足不同场景下pcm/fm信号载波频率的性能需求。
估测误差小，测量准确率高。本发明将两并联支路中输出的非相干积分值相加并送入峰值搜索模块进行峰值判决，根据判决结果搜索测频过程中的峰值信息；频率解算模块根据峰值信息完成载波多普勒及其变化率的解算，相对于传统测频方法，可在高动态、弱信号等复杂场景下保证载波频率的测频精度，在强信号环境下，载波频率估计的准确率高于95％，在信噪比不低于-15db时，载波估计的准确率高于90％。
附图说明
图1是本发明高动态pcm/fm信号载波频率精确估计测频系统的结构原理示意图。
图2是图1滤波采样模块的结构原理示意图。
图3是图1调频频率正负补偿并联支路中调频频率预补偿模块的结构原理示意图。
图4是图1调频频率正负补偿并联支路中载波多普勒变化率补偿模块的结构原理示意图。
图5是图1调频频率正负补偿并联支路中模式控制模块的结构原理示意图。
图6是传统测频系统的结构原理示意图。
下面结合附图和实施范例对本发明进一步说明。
具体实施方式
参阅图1。根据本发明，以滤波采样模块、调频频率正负补偿并联支路、峰值搜索模块、频率解算模块等组成pcm/fm信号测频系统；高动态pcm/fm输入信号经过带通滤波模块后完成任意比降采样处理，并把降采样数据分别送入调频频率正负补偿并联支路；对采样数据依次进行调频频率预补偿、载波多普勒变化率补偿、模式控制以完成载波恢复；经过fft测频、非相干积分累加，将两并联支路输出的非相干积分值相加后送入峰值搜索模块；峰值搜索模块查找积分结果中最大峰值及对应的变化率子槽；频率解算模块根据峰值结果估测出高动态pcm/fm信号的载波多普勒频移、载波多普勒变化率、搜索时间等信息。
调频频率正、负补偿并联支路包括，顺次串联了调频频率正预补偿模块、载波多普勒变化率补偿模块、模式控制模块、fft测频模块、积分累加模块构成的调频频率正补偿支路；和顺次串联了调频频率负预补偿模块、载波多普勒变化率补偿模块、模式识别模块、fft测频模块、积分累加模块构成的调频频率负预补偿支路。
滤波采样模块对输入的高动态pcm/fm信号进行滤波采样后分为两路，一路进入正调频频率补偿支路中，调频频率正预补偿模块对采样数据进行正的调频频率的预先补偿，载波多普勒变化率补偿模块对预补偿的采样数据进行载波多普勒变化率的频率补偿,模式控制模块根据输入信号的调制类型对频率补偿后的采样数据完成载波恢复，fft测频模块对频率补偿和载波恢复后的采样数据进行快速傅里叶变换；积分累加模块对fft运算数据进行非相干积分累加；另一路进入负调频频率补偿支路中，调频频率负预补偿模块对采样数据进行负的调频频率的预先补偿，其他以同样的工作方式完成；将两并联支路输出的非相干积分累加结果相加后送入峰值搜索模块，搜索查找相加结果中最大峰值及对应的变化率子槽，频率解算模块根据峰值结果估测出高动态pcm/fm信号的载波多普勒频移、载波多普勒变化率、搜索时间等信息。
参阅图2。滤波采样模块采用id积分滤波器，根据输入的积分频率控制字产生清零脉冲，将清零脉冲送入积分清零电路，积分清零电路根据输入数据进行积分清零，最后输出数据。积分清零电路作为一种常用的抽取滤波器，也具有低通滤波的作用。滤波采样模块先对下变频后的pcm/fm信号进行低通滤波，再利用累加器对滤波后的信号进行累加，在使能信号有效时输出信号累加值，并对累加器进行清零，循环此过程，对输入信号完成任意比采样处理，并且滤波采样模块的采样频率fsample根据输入信号的最大多普勒频移fdm、调频频率ffm和模式识别与处理控制类型m共同决定，可表示为
fsample≥2m(fdm+ffm)
其中，模式识别处理类型为单频模式时m＝1、二频模式时m＝2、四频模式时m＝4。
参阅图3。在调频频率正负补偿并联支路中，调频频率正预补偿模块采用正的调频频率(ffm)对采样数据进行调频频率的预先补偿，调频频率负预补偿模块采用负的调频频率(-ffm)对采样数据进行调频频率的预先补偿，调频频率补偿值结合采样频率fsample可由下式计算得到调频频率控制字kfm。
kfm＝ffm/fsample·232
调频频率控制字kfm不断地累加和地址映射产生查找地址，通过查表的方式产生调频频率的补偿波形，与输入数据复乘以完成调频频率的预先补偿。
参阅图4。在调频频率正负补偿并联支路中，载波多普勒变化率补偿模块根据所需要搜索的载波多普勒变化率范围细分多个变化率子槽，对调频频率预补偿后的采样数据进行载波多普勒变化率的频率补偿，根据载波多普勒变化率补偿值frate和采样频率fsample可由下式计算得到载波多普勒变化率控制字krate为
载波多普勒变化率控制字krate不断地两次累加和地址映射产生查找地址，通过查表的方式产生载波多普勒变化率的补偿波形，与输入数据复乘以完成载波多普勒变化率的频率补偿。
参阅图5。在调频频率正负补偿并联支路中，模式控制模块根据信号调制类型进行模式判决以完成载波恢复，将二相相移键控(bpsk)信号划分为二倍频模式，将四相相移键控(qpsk)信号、交错四相相移键控(sqpsk)信号、非平衡四相相移键控(uqpsk)信号划分为四倍频模；根据信号调制类型进行模式判决，将经过调频频率预补偿、载波多普勒变化率补偿后的采样数据进行载波恢复，并输出完成载波恢复的采样数据。
在调频频率正负补偿并联支路中，fft测频模块分别对两并联支路中完成载波恢复后的采样数据进行快速傅里叶变换，根据模式控制模块中的处理模式m、fft测频模块的快速傅里叶变换点数n，可得载波频率的测频精度fres。
fres＝fsample/m/n
在调频频率正负补偿并联支路中，积分累加模块分别对两并联支路中的快速傅里叶变换运算结果先近似求绝对值，然后进行非相干积分累加，以提高输入信号检测概率和微弱环境适应性能。
峰值搜索模块先对两并联支路中输出的非相干积分值相加，然后进行峰值判决，搜索查找到积分结果最大峰值、最大峰值所在位置n及所对应的变化率子槽。
频率解算模块采用峰值搜索模块输入的判决信息进行频率解算，根据最大峰值所对应的变化率子槽可解算出载波多普勒变化率f'rate，根据载波频率的测频精度fres和最大峰值所在位置n可解算出载波多普勒频移f'dopl。
频率解算模块根据整个测频过程的搜索时间tsearch，估测出载波多普勒频移
下面以范例具体分析：
假定本发明的pcm/fm信号测频系统输入信号为无调制信号，系统时钟fsys为120mhz，调频码速率rfm为100kbps，调频指数h为0.6，输入信号的载波多普勒范围fdopl为±150khz，多普勒变化率范围frate为±15khz/s。根据上述可知输入信号的调频频率ffm为±30khz，可确定采样速率fsample为500khz，为提高输入信号检测概率和微弱环境适应性能，输入信号的采样时间tsample为0.2458s，为保证载波多普勒精度，在调频频率正负补偿并联支路中，fft测频模块的快速傅里叶变换点数为8192点，则测频精度fres为fres＝500khz/(1×8192)＝61.04hz，可得到载波多普勒变化率子槽的搜索步长
以上对本发明实施例进行了详细介绍，本文中应用了具体实施方式对本发明进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及设备；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
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