一种面向毫米波通信的采样频偏优化方法及相应的发射机与流程

本发明涉及一种采样频偏优化方法，尤其涉及一种毫米波通信中通过最优同步信号设计提高采样频偏估计精度的方法，同时还涉及一种采用该采样频偏优化方法的毫米波通信系统发射机，属于无线通信
技术领域：
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背景技术：
：毫米波通信主要利用波长为毫米级别的频段通信，即30-300ghz频段。相关研究得出结论，毫米波通信系统可以达到现有lte系统通信容量的25倍。这是现有其它技术难以达到的。因此，毫米波通信技术引起了越来越多厂商的注意，现在已经成为5g通信系统中的一个热门研究方向。与传统通信系统相比，毫米波通信系统的工作频段较高，信道特性与3ghz以下的传统频段完全不同，例如具有路径损耗较大，对遮挡效应敏感，信道具有较强的稀疏性，不同环境下信道衰落特性变化较大等特性。此外，毫米波通信系统的系统带宽大大增加。例如传统通信系统如lte系统的基本带宽仅为20mhz，而毫米波通信系统的系统带宽在有关技术文献中可达1ghz，甚至有人考虑为5ghz。为了有效解决这些新特性所造成的问题，需要重新设计一套专门针对毫米波通信系统的物理层信号处理机制，以实现诸如同步、信道估计、均衡等功能。在毫米波通信系统中，接收信号的强度要远远低于3ghz以下的传统频段。这使得现有的采样频偏估计算法在毫米波系统中无法直接使用。另一方面，采样频偏对通信系统的影响随着系统带宽的增加而变大，所以对毫米波通信系统的影响大于对传统通信系统的影响。因此，有必要专门针对毫米波通信系统设计新的采样频偏估计算法，以降低采样频偏对系统性能的影响。技术实现要素：针对现有技术的不足，本发明所要解决的首要技术问题在于提供一种面向毫米波通信的采样频偏优化方法。本发明所要解决的另一技术问题在于提供一种采用该采样频偏优化方法的毫米波通信系统发射机。为实现上述的发明目的，本发明采用下述的技术方案：根据本发明实施例的第一方面，提供一种采样频偏优化方法，包括如下步骤：在不同的导频子载波上分配不同的发射功率；其中，令p(ik)表示导频子载波ik上的发射功率，生成一个长度为k的随机序列s(1),s(2),...,s(k)；其中每个元素s(k)的幅度均为1，相位是一个在[0,2π]之间均匀分布的随机数，k为正整数；基于所述随机序列生成的同步信号为：其中较优地，当子载波索引为1,2,…n时,导频子载波ik上的功率比例系数为：其中较优地，当子载波索引为0,1,…n-1时,导频子载波ik上的功率比例系数为：其中较优地，当子载波索引为-n/2,…,0,…n/2-1时,导频子载波ik上的功率比例系数为：其中，n为总的子载波数量，i＝{i1,i2,…,ik}表示所有的导频子载波的索引，k表示导频子载波的数量。其中较优地，通过如下公式确定各个导频子载波上的实际发射功率p(ik)：其中较优地，所述方法用在基于ofdm技术的无线通信系统中。其中较优地，所述无线通信系统为毫米波通信系统。根据本发明实施例的第二方面，提供一种毫米波通信系统发射机，包括调制模块、同步信号模块、ifft模块、数模转换模块及上变频模块，其中所述同步信号模块采用上述的采样频偏优化方法，在不同的导频子载波上分配不同的发射功率，然后生成一个随机序列并按照分配的功率设定序列中各个元素的幅度，以此作为采样频偏的同步信号。与现有技术相比较，本发明所提供的采样频偏优化方法在保持原有的导频开销不变的前提下，通过最优分配各个导频子载波上同步信号的功率来优化同步信号，从而提高接收端对采样频偏的估计精度。仿真实验表明，在毫米波通信系统所有可能遇到的采样频偏范围内，本发明所提供的同步信号的性能均优于传统同步信号。附图说明图1为模数转换与采样频偏的关系示意图；图2为采样频偏所引起的相位旋转示意图；图3为现有技术中，同步信号的结构示意图；图4为不同信噪比下，最优同步信号与传统同步信号的均方误差性能比较图；图5为不同采样频偏下，最优同步信号与传统同步信号的均方误差性能比较图；图6为本发明实施例所提供的毫米波通信系统发射机的结构示意图。具体实施方式下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案展开详细具体的说明。正交频分复用(ofdm)技术具有频谱效率高、资源分配灵活等诸多优点。特别是在宽带通信系统中，ofdm能够较好地对抗频率选择性衰落，因而在实际通信系统中得到了广泛的应用。毫米波通信系统由于系统带宽较大，非常适合采用ofdm技术。但是，ofdm技术的一个重要缺陷在于对采样频偏的同步精度要求较高。具体说明如下：现有的ofdm技术中，接收机内部使用数字信号处理，而实际信号在无线信道中只能以模拟信号的形式传播。因此，接收机首先需要通过模数转换器(adc)将模拟信号转变为数字信号，如图1所示。在模数转换过程中，adc以一定的周期等间隔的采样。这个采样周期一般由晶振控制。实际中，由于晶振本身的不稳定性以及温漂等原因，adc的采样周期可能与理论设计值并不完全一致，这样就形成了采样频偏。从图1可以看到，如果实际采样周期小于设计值，由于采样频偏的累积效应，采样点的位置会越来越靠前，从而造成fft(快速傅里叶变换)窗口漂移。如果不加以纠正的话，甚至有可能会多出一个采样点来。而如果实际采样周期大于设计值，那么长期积累下去，就会少掉一个采样点。此外，ofdm技术的正交性是在实际采样周期与理论设计值完全一致的情况下得出的。如果出现了采样频偏，就会破环系统的正交性，从而引起子载波间干扰(ici)。此外，采样频偏还会对接收信号引入一个相位旋转，如下式所示：其中，ym(i)为第m个ofdm符号第i个子载波上的接收信号，n为子载波数，nb＝n+ng，ng为循环前缀的长度，δfs为采样频偏，h(i)为信道，xm(i)为第m个ofdm符号第i个子载波上的发送信号，wm(i)则表示ici以及噪声，n、m均为正整数。结合图2可以看出，采样频偏引起的相位旋转不仅随时间的增长而线性增长，而且也随子载波频率的增长而线性增长。这就意味着：毫米波通信系统由于系统带宽较大，采样频偏的影响尤其严重。为了尽可能降低采样频偏带来的无线通信系统性能下降，需要利用采样频偏估计算法对采样频偏进行估计和补偿。但是，在现有的毫米波通信系统中，由于路损较大，接收信号的强度比3ghz以下频段要低大约20到25db，这远远超出了现有采样频偏估计算法的能力。因此，需要重新设计能够在较低信噪比下工作的采样频偏估计算法。为了提高采样频偏的估计性能，需要考虑发送端同步信号的最优设计方案。现有技术在估计采样频偏时，发射端的同步信号一直沿用相同的导频结构。如图3所示：在相邻的两个ofdm符号中，选择一些子载波作为导频子载波(如图3中的子载波in,im)，然后在两个ofdm符号相同的子载波位置上发送相同的导频信号(不同子载波上的导频信号可以相同也可以不相同)，所有导频信号的幅度保持一致，均为(即图3中的信号sn,sm均为psk调制。)值得注意的是，采样频偏由于其强烈的非线性，估计算法通常需要至少2个符号周期才能完成，此外还要求信道在这两个ofdm符号期间不发生变化。这里使用两个相邻的ofdm符号是由于毫米波通信系统中载波频率较高，相同的移动速度下所引起的多普勒频移要远远高于3ghz以下频段，即毫米波通信中信道变化的速度要远远高于3ghz以下频段。理论与实验结果均表明，这样的同步信号并不是理论上最优的同步信号设计。通过深入研究毫米波通信系统的技术特点，本发明所提供的采样频偏优化方法在保持原有的导频开销不变的前提下，通过最优分配各个导频子载波上同步信号的功率来优化同步信号，从而提高接收端对采样频偏的估计精度。下面对此展开具体说明。首先，从图2中可以直观看到：由采样频偏所引起的相位旋转与子载波的索引成正比，即其中，表示在子载波i上的相位旋转，δfs表示采样频偏，α是一个值为常数的系数。采样频偏的估计主要是通过对相位旋转的估计来得到采样频偏δfs，即需要说明的是，上述公式(2)仅仅是为了说明本发明的技术思想而将相关的采样频偏估计算法大大简化后的一个式子，并不是原始的估计算法。有关采样频偏最优估计算法的详细数学推导可以参阅y.-h.kim和j.-h.lee的论文《jointmaximumlikelihoodestimationofcarrierandsamplingfrequencyoffsetsforofdmsystems》(刊载于ieeetrans.broadcast.,vol.57,pp.277–283,june2011.)、x.wang和b.hu的论文《alow-complexitymlestimatorforcarrierandsamplingfrequencyoffsetsinofdmsystems》(刊载于ieeecommunicationsletters,vol.18,pp.503–506,mar.2014.)以及y.murin和r.dabora的论文《lowcomplexityestimationofcarrierandsamplingfrequencyoffsetsinburst-modeofdmsystems》(刊载于wirel.commun.mob.comput,vol.16,no9,pp.1018–1034,jun.2016)等等。由于不同子载波上的噪声功率是相等的，所以各个子载波上的估计性能是一样的，即是一样的。但是，不同子载波的索引i是不同的。如果折合到采样频偏，不同子载波上所包含的δfs的信息的准确度是不一样的。根据统计信号处理理论(请参阅s.m.kay的专著《fundamentalsofstatisticalsignalprocessing:estimationtheory》，prenticehall,1993.isbn:978-0133457117)，应该在索引较大的导频子载波上分配较多的功率，而在索引较小的导频子载波上分配较少的功率。基于上述分析思路，本发明所提供的采样频偏优化方法包括如下的实施步骤：步骤1)计算各个导频子载波上的功率比例系数。在现有技术中，可以使用各种不同的子载波索引办法，下面分类进行讨论。令n表示系统总的子载波数，i＝{i1,i2,…,ik}表示所有的导频子载波的索引，k表示导频子载波的数量。(1)如果ofdm系统的子载波索引为1,2,…n,那么导频子载波ik上的功率比例系数为(2)如果ofdm系统的子载波索引为0,1,…n-1,那么导频子载波ik上的功率比例系数为(3)如果ofdm系统的子载波索引为-n/2,…,0,…n/2-1,那么导频子载波ik上的功率比例系数为步骤2)确定各个导频子载波上的实际发射功率p(ik)。步骤3)生成一个长度为k的随机序列s(1),s(2),...,s(k)。其中，每个元素s(k)的幅度均为1，相位是一个在[0,2π]之间均匀分布的随机数。最终的同步信号为：至此，本发明所提供的同步信号设计完毕。从上述实施步骤可以看到，本发明所使用的导频信号与传统同步信号的导频信号的位置完全相同，所以没有增加额外的导频开销。而且，本发明中所有导频信号的总发射功率为：这也与传统同步信号的总功率是一样的。值得注意的是，在ml估计算法(请参阅x.wang和b.hu的论文《alow-complexitymlestimatorforcarrierandsamplingfrequencyoffsetsinofdmsystems》，刊载于ieeecommunicationsletters,vol.18,pp.503–506,mar.2014.)中，仅仅需要各个导频子载波的索引值以及相应导频子载波上的接收信号，并不需要知道导频信号的值。因此对于接收端而言，不需要知道发送端具体采用了何种同步信号。换言之，不论发送端采用传统同步信号还是本发明所提供的最优同步信号，接收端的操作都是一样的。为了验证本发明所提供的最优同步信号的性能，发明人进行了蒙特卡洛仿真实验。具体地说，发明人采用了一套针对采样频偏的通用仿真环境设置，主要仿真参数的示例如表1所示。接收机则采用最优的ml估计算法，请参阅x.wang和b.hu的论文《alow-complexitymlestimatorforcarrierandsamplingfrequencyoffsetsinofdmsystems》(刊载于ieeecommunicationsletters,vol.18,pp.503–506,mar.2014.)、y.-h.kim和j.-h.lee的论文《jointmaximumlikelihoodestimationofcarrierandsamplingfrequencyoffsetsforofdmsystems》(刊载于ieeetrans.broadcast.,vol.57,pp.277–283,june2011.)。表1主要仿真参数示例n64nb80k62δfs112ppmchannelpowerdelayprofileexponentialchannelfadingrayleigh图4比较了本发明所提供的最优同步信号与传统同步信号在不同信噪比下的均方误差性能。由于ml估计算法是理论上的最优估计，所以仿真得到的估计性能直接代表了相应同步信号的性能。从图4可以看出，本发明所提供的最优同步信号可以有效提高采样频偏的估计性能达1.3db。图5比较了本发明所提供的最优同步信号与传统同步信号在不同采样频偏下的均方误差性能。从图5可以看出，在毫米波通信系统所有可能遇到的采样频偏范围内，本发明所提供的最优同步信号的性能都优于传统同步信号。需要说明的是，本发明所提供的最优同步信号并没有修改原有导频信号的位置。所以，本发明的技术方案不仅可以用于毫米波通信系统，还可以进一步扩展到所有使用ofdm技术的无线通信系统，例如4g/5g通信系统中。本发明实施例还提供了一种毫米波通信系统发射机。如图6所示，该发射机包括调制模块、同步信号模块、ifft模块、数模转换模块及上变频模块，其中待发射的数据首先进入调制模块进行调制，经过调制的数据和同步信号模块所提供的同步信号一起进入ifft模块。在ifft模块中，执行反快速傅里叶变换并添加cp(循环前缀)，然后送入数模转换模块转换成模拟信号。该模拟信号送入上变频模块，通过天线对外发射出去。在图6所示的发射机中，同步信号模块使用经过优化的采样频偏同步信号，在不同的导频子载波上分配不同的发射功率，然后生成一个随机序列并按照分配的功率设定序列中各个元素的幅度，以此作为采样频偏的同步信号。采用优化的采样频偏同步信号的同步信号模块可以以asic(专用集成电路)芯片的形式存在于毫米波通信系统发射机中。上面对本发明所提供的面向毫米波通信的采样频偏优化方法及相应的发射机进行了详细的说明。对本领域的一般技术人员而言，在不背离本发明实质精神的前提下对它所做的任何显而易见的改动，都将构成对本发明专利权的侵犯，将承担相应的法律责任。当前第1页12