一种低相位噪声连续波时分复用无线传输方法及系统与流程

本发明涉及一种信息传输技术及系统，具体的说是一种低相位噪声连续波时分复用无线传输方法及系统。它可以将发送端多路连续波信号以时分复接方式变成一路信号，在一条无线连续信道中进行传输，在接收端再进行时分分接恢复出各路信号。所传输的这些连续波信号，可以是一般的模拟信号，也可以是没有解调译码的数字调制信号。

背景技术：

时分复用技术(time-divisionmultiplexing,tdm)，通常是将多个数据比特流，分段交织排列成一个比特流，再采用数字调制技术变为一个连续信号通过一条信道传输；接收端进行解交织和数字解调恢复各个数据比特流。以tdm方式在一条无线信道中传输多路信号，其功率效率比基于频分复用(fdm)方式传输的功率效率要高得多；因为前者是一种单载波调制信号，而后者是多载波调制信号；后者很容易因功放非线性而产生互调干扰，因而发射端功率放大器需要进行功率回退，结果是使发射功率大幅度减小，射频功率转换效率显著降低。

卫星平台以及飞艇或系留气球之类的升空平台所支持的大容量宽带移动通信系统中，为了以尽可能少的平台上资源支持尽可能多的宽带移动通信终端进行通信，平台上的用户交换一般都采用基于非再生式信号处理的程控交换；因而其下行链路所要传输的许多路信号，都是没有解调译码的数字调制信号，它们本质上属于连续波信号。其下行链路当然应该尽可能采用tdm方式进行传输，因为其功率效率可能比频分复用(fdm)方法的功率效率高许多倍。这就涉及连续波时分复用传输(continuouswavetime-divisionmultiplexing,cwtdm)的问题。

其实cwtdm技术本身并不是新技术，1993年美国发射的acts试验卫星就使用过cwtdm技术，aces和thuraya两个基于多波束geo卫星的大容量窄带卫星移动系统，其下行用户链路也是基于cwtdm方式传输的。但是，这些cwtdm传输方法的应用是有很大限制的，当通信容量(用户信号带宽×总的用户数)十分巨大时，它们就无法适用了。这是因为这些cwtdm方法实现多个连续波信号的时分复接，是采用直截了当的简单办法。这些cwtdm方法一般都是以很长的段长(例如5～20ms)截取信号样点，进行分段交织时分复接形成每一复接帧信号，而且复接帧中相邻两段信号之间还留有一个保护间歇，以防止前一个时隙中的信号影响后一个时隙的信号。这样的cwtdm信号经无线信道传输后，虽然每一时隙中的信号前面有十几个样点出现波形失真，但这些失真样点与整个时隙长度相比只占很小的比例，其影响可忽略不计。

这种复接方式对于像aces和thuraya那样的大用户容量的窄带通信系统，当然是可行的，因为每个用户的信息速率在10kbps的数量级，尽管共有1万多个用户信道。但是，对于用户信息速率达到2mbps数量级或更高速率的大用户容量宽带卫星通信系统来说，这种简单cwtdm方式就不行了；因为在星上进行这种cwtdm复接，在星上至少要缓存一帧的信号样点，这个缓存容量要求是很大的。例如：设总共有1000个子信道，每个子信道传输速率为2mbps，帧长为1ms，其相应的基带复信号样点的速率约为rb＝1.6m复数样点/秒＝1.6m×24＝38.4mbps，设那么缓存一帧数据总共需要缓存38.4gb。此外，它还存在频带效率较低的缺点，因为时隙间留保护间隙，每个时隙前面有些样点因失真而必须剔除。由此可见，卫星或升空平台所支持的大容量宽带通信系统下行两路所需的高效传输方法(cwtdm)是一个尚未解决的难题。美国wgs卫星宽带通信系统的下行链路至今还采用fdm方式传输，主要原因就是因为这个难题没有解决；如果改用cwtdm方式传输，其系统总容量可能增大数倍，而用户终端的天线尺寸和发射功率大小可降低数倍。

西安电子科技大学曾申请了两项发明专利，即准正交时分复用传输(qotdm)方法及系统、带限信号时分复用传输方法，提出了两种cwtdm传输方法，原理上解决了上述问题。其中后一种cwtdm方法具有实现简单，允许接收信号信噪比更低；但是存在系统的顽健性不够好，时分分接输出信号的相位噪声太大的缺点。这种相位噪声是因为传输过程引入的频偏，直到和时分分接后还残留有频偏，使帧间衔接处产生相位跳变。例如：48路2.5mhz带宽的cwtdm信号，设复接帧帧长为0.26ms，那么只要时分分接信号还存在100hz左右的残留频偏，那么每两段信号拼接处就会有9度左右的相位跳变。当然，若残留频偏能减小到5hz以下，其相位跳变就可减小到0.5度左右，所引入的相位噪声就小到可以忽略不计了。

本发明的目标之一就是通过一种设计一种高精度的时频同步环来解决这个问题。此外，提高系统的顽健性，进一步提高系统的功率效率，也是重要目标。

技术实现要素：

1)本发明提出一种低相位噪声连续波时分复用无线传输方法及系统，其系统结构特征在于：其发送端由多路数字信号准备单元101、时分复接单元102、帧同步头插入单元103、基带数字预失真处理单元104和正交调制单元105构成；其接收端由正交下变频采样量化单元201、时频同步单元202和时分分接单元203构成；

其发送端信号处理步骤如下：

步骤101─正交采样量化：在单元101中，将来自各种渠道的m路(m＝2～64)带宽分别为bm(bm＝1～10mhz,m＝1:m)的连续波基带信号，包括未解调译码的零中频数字调制信号，采用正交采样法或实信号转换为复解析信号的方法，将它们转化为m路采样速率分别为fm(fm＝2bm样点/秒)的基带复数字信号；

步骤102─时分复接：在单元102中，每一帧时间间隔tfr(tfr＝5～50微秒)中，用一个余弦镶边窗从这m路数字信号中各截取一个有lm+2d个样点的子帧，其中lm(lm＝tfr.fm个样点)为窗函数的平直部分长度，d(d＝10～15个样点)是两边余弦镶边长度，后一帧的窗截取起始时刻只比前一帧的延迟lm个样点，即其中有d个样点被重复截取；m个子帧信号样点按顺序排列，相邻两子帧各有d个样点叠接相加，形成一个长度为个样点的序列，即得到这一帧的时分复接帧信号样点序列；

步骤103─同步头产生与插入：在单元103中，在每一帧的时分复接信号样点序列之前，插入一个长度为ls(ls＝510或1022)个样点的伪随机码序列(pn序列)帧同步头，即形成一个长度为lfrm个样点的复接帧，其中lfrm＝ls+将各帧样点按顺序排列成一个时分复接信号样点序列{stdm(n),n＝0,1,2,……}；该信号是一个信号带宽都为b/2＝fs/4hz，其实部和虚部的样点速率为fs(fs＝lfrm/tfr样点/秒)的基带复信号；

步骤104─基带数字预失真处理：在单元104中，将所得时分复接信号{stdm(n)}进行基带数字预失真处理后，得到{s(n),n＝0,1,2,……}；

步骤105─正交调制：在单元105中，将步骤104所得基带信号{s(n),n＝0,1,2,……}实部虚部分别进行数模变换，最后采用正交调制器调制到射频载波频率上再进行无线发射；

接收端信号处理步骤如下：

步骤201─正交采样量化：在单元201中，对接收机所接收到的零中频信号，以采样速率fs进行正交采样，得到一个基带复数字信号；

步骤202─同步捕获与跟踪：在单元202中，采用一个与发射端相同的帧同步头作为本地码参考信号，进行同步捕获与跟踪，确定所接收到的时分复接信号各个帧的起始位置、各子帧信号的位置，以及无线信道传输中所引入的频偏；

步骤203─时分分接：在单元203中，按照单元202所提供各子帧信号的位置，分别取出各子帧信号中窗函数平直段所对应的lm个样点，分别排列成m个样点序列，以fm样点/秒的样点速率输出各路信号。

2)所述帧同步头插入单元202的特征在于：

所述帧同步头的pn序列采用长度为lpn(lpn＝255或511)、码片值为±1的m序列，其一个周期表示为{p(n),n＝1:lpn}；采用滚降因子为β＝0.25的平方根升余弦谱特性的成形滤波器{g(n),n＝(-8:8)}对于m码片序列进行1：2上采样后再进行波形成形；所述pn序列的码片速率为rc＝fs/[2(1+β)]＝2*fs/5码片/秒，成形滤波后信号的样点速率为fs样点/秒，带宽为b＝fs/2hz，每个周期ls样点，ls＝2lpn。

3)所述时频同步单元202的特征和信号处理步骤如下：

步骤301—成形波匹配滤波和下采样：在单元202中，接收到的零中频信号经过成形波滤波器匹配滤波后得再作2:1下采样后得到其中n0是假定的pn序列第1个码片的中心位置；

步骤302—纠频偏滑动相关运算：采用pn序列{p(n),n＝1:lpn}对进行纠频偏滑动相关运算，即

其中n＝1024或2048，分别对应于ls＝510或1022；

步骤303—最大相关值位置搜索：在时频二维域搜索最大相关能量的位置

则nm0就是当前帧头的起点时刻，ωm0＝2πkm0/n(弧度/码片间隔)就是复接信号在无线传输过程中所产生频偏的初步估计；至此同步捕获已完成，下面进入同步跟踪过程；

步骤304—初始化：令t＝0，频偏δωt|t＝0＝0，帧起点nt|t＝0＝nm0，相关量

步骤305—计算下一帧相关量：令t＝t+1，nt＝nt-1+lfrm；这里lfrm为一帧接收信号样点数；计算下一帧头信号在初步消除频偏后与pn码的3个相关量，即

求最大相关值位置：

步骤306—同步状态判定：计算归一化相关量其中am为帧头信号样点的平均幅度值；如果rnorm<0.25，则表明同步失锁，应转向步骤302重新进行捕获；否则，将正确定位的本帧信号输出到单元203进行时分分接；然后令再继续进行下一步跟踪；

步骤307—估计算残余频偏值：δωt＝[phase(r(t))-phase(r(t-1))]/lfrm(弧度/样点间隔)；

步骤308—环路滤波：其中环路参数γ和α的值，通过该锁频环仿真对于阶跃性频偏的响应达到最佳状态来确定；

步骤309—同步调整：令nt＝nt+τmax；再转向步骤305。这里乘以因子2，是因为其单位是(弧度/样点间隔)，而的单位是(弧度/码片间隔)。

4)所述发送端所含的基带数字预失真处理，其信号处理的特征在于：

利用发端功率放大器的输入-输出幅度转换特性曲线y(n)＝f(x(n))的反函数x(n)＝f^-1(y(n))，对步骤103中所得基带复信号{stdm(n),n＝0,1,2,……}进行数字基带预失真变换，得到{s(n)＝f^-1(stdm(n)),n＝0,1,2,……；这里的离散反函数f^-1(.)采用一个离散数据(复数)查看表实现。

5)所述的低相位噪声连续波时分复用无线传输方法及系统，其中各种信号处理方法的特征在于采用fpga(现场可编程门阵列)编程方法实现。

本发明的积极效果

1)通过帧结构的合理设计，可以使其总的频带效率达到93％以上。

2)设计了一种高精度的时频同步环，采用负反馈实现闭环控制，优化环路参数后，不仅系统的顽健性显著改善，而且可使等效噪声带宽减小到1hz的数量级，残留频偏可减小到3hz以内，使输出信号在整个传输过程中新增的相位噪声减小到可以忽略不计的程度。

3)发送端采用基带数字预失真技术，使射频功率放大器可以工作在饱和点附近，发射功率和射频功率转换效率都显著提高。

说明书附图

图1是本发明的结构图

图2是高精度时频同步图

[实施例]卫星通信下行链路传输系统

采用本发明可用于构成一种基于cwtdm的卫星下行链路传输系统，卫星接收到来自上行链路的48路fdma信号，在星上对基带信号进行频分分路后，所得每路复信号的带宽为0.679mhz，采样率是1.358mhz；对这48路信号以分帧叠接相加的方式进行时分复接，采用的帧同步头是长度为511的m序列两倍上采样和成形滤波所得到的序列，其长度为1022，其滤波器滚降因子为0.25。

组帧复接时使用一个长度为346的余弦镶边窗对每一路进行子帧的截取，窗的平直部分有322个样点，余弦镶边的长度是12，后一帧的窗截取时刻比前一帧延迟322个样点。将这48个子帧信号样点按顺序排列，相邻两个子帧之间有12个样点的叠接相加，再插入一个长度为1022的帧同步序列，如此得到的复接帧的长度为17066，带宽为18mhz。根据功率放大器的输入-输出转换特性曲线将其求反函数，对复接帧信号进行预失真，然后采用正交调制器调制到ka波段再进行无线发射。

地面接收端对接收到的信号先以57.6mhz的采样速率进行采样量化、匹配滤波和两倍下采样得到一个基带复数字信号采用高精度时频同步环路进行负反馈闭环控制，找到每帧帧头的起始位置并消除频偏，再通过时分分接将各路信号恢复成原速率即完成了信号从卫星通过下行链路传输到地面的过程。

其中，高精度时频同步环路的处理步骤是：

1、纠频偏滑动相关运算：采用长度为511的m序列序列{p(n),n＝1:511}对进行纠频偏滑动相关运算，即

2、最大相关值位置搜索：在时频二维域搜索最大相关能量的位置

则nm0就是当前帧头的起点时刻，ωm0＝2πkm0/2048(弧度/码片间隔)就是复接信号在无线传输过程中所产生频偏的初步估计；以上就完成了同步捕获，下面进入同步跟踪；

3、初始化：令t＝0，频偏δωt|t＝0＝0，帧起点nt|t＝0＝nm0，相关量

4、计算下一帧相关量：令t＝t+1，nt＝nt-1+17066；计算下一帧头信号在初步消除频偏后与pn码的3个相关量，即

求最大相关值位置：

5、同步状态判定：计算归一化相关量rnorm＝|rk(t)|/(511am)，其中am为帧头信号样点的平均幅度值；如果rnorm<0.25，则表明同步失锁，转向步骤1重新进行捕获；否则输出已正确定位的本帧信号并纠正频偏后到203单元进行时分分接；然后继续进行下一步跟踪；

6、估计算残余频偏值：δωt＝[phase(r(t))-phase(r(t-1))]/17066；

7、环路滤波：其中环路参数γ和α的值，通过该锁频环仿真对于阶跃性频偏的响应达到最佳状态来确定；

8、同步调整：令nt＝nt+τmax；再转向步骤4。