基于射频直接采样的SOC芯片采样率选择方法及装置与流程
本发明涉及通信技术领域，更具体涉及基于射频直接采样的soc芯片采样率选择方法及装置。
背景技术：
目前导航soc芯片基本上都是利用超外差的模拟混频技术将天线接收的射频导航信号变换到中频，然后利用中频采样和数字解调技术得到基带信号，最后通过基带信号处理得到需要的位置、速度和时间信息。
建立在单系统基础上的导航soc芯片如果使用在茂密森林或城市密集建筑物遮蔽处的环境下，当可观测的卫星数目可能小于4颗，将导致无法完成三维定位任务。因此研制双系统或多系统导航soc芯片，利用可观测卫星数量较多的优点，通过联合定位可以完成上述定位功能，提高导航soc芯片的性能。但在研制双系统和多系统导航soc芯片时，如果模拟前端采用传统的采用超外差接收方式，由于需要接收的频点较多，会导致导航soc芯片的接收通道数量增加，使得芯片内部的模拟电路设计相对复杂，因此采用宽带射频直接采样技术是解决上述问题的有效方法。但由于在双系统或多系统的导航soc芯片中，频点多，且频点呈不规则的稀疏分布状态，在实际运用中，如果采样频率选择没有优化，可能会导致接收的多频点信号在频谱上出现交叠，产生信号提取出现失真现象。
中国专利申请号cn201110103277.3，公开了一种单通道射频接收机及其频率规划方法，分时接收全部gnss卫星中任意一个模式及频段所对应的射频信号，与之对应为压控振荡器输出至混频器的本振频率进行调整，从而对射频载波频率进行混频并输出中频频率信号；对镜像抑制的中频滤波器进行参数配置，使其对相匹配的中频频率信号中的镜像干扰信号进行抑制；还对具有小数分频的锁相环综合器的分频数值进行配置，来对本振频率进行反馈控制；对模数转换器的采样频率进行配置，使所述采样频率为所述本振频率的整数倍降频。该专利申请通过时分的超外差模拟混频方式输出中频信号进行采样，采样频率选择没有优化，该方案不能应用于射频直接采样的双系统或多系统导航soc芯片中。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题在于采用射频直接采样技术在双系统或多系统的导航soc芯片中，采样频率选择没有优化，导致接收的多频点信号在频谱上出现交叠，信号提取出现失真的问题。
本发明通过以下技术手段实现解决上述技术问题的：基于射频直接采样的soc芯片采样率选择方法，所述方法包括：根据bd2、gps、galileo和glonass四系统中的民用信号定义选取信号带宽；设置采样频率约束条件，根据采样频率约束条件选取采样频率，利用欠采样方法进行采样；其中，采样频率约束条件为：
(1)不同导航信号的信号带宽不能交叠或重叠；
(2)采样频率是码钟频且都是1.023mbps的整数倍；
(3)采样频率小于系统动态需求的低功耗sar结构adc的采样率最大值；
(4)导航信号归一化频谱折叠在0.1fs–0.4fs之间，fs为采样频率；
(5)采样频率的选择使得导航信号折叠的次数少于预设值；
(6)采样频率满足公式fs≥2(f2-f1)mhz，其中，f2为所有导航信号中的最高频率，f1为所有导航信号中的最低频率。
本发明设置采样频率约束条件，对射频直接采样频率选择进行优化，避免多系统导航soc芯片多频点信号的接收在频谱上出现交叠，避免信号提取出现失真现象。
进一步地，采样频率的约束条件还包括：采样频率是4倍的扩频码的带宽的整数倍。
进一步地，所述bd2系统的带宽为1561.098±1.023mhz，gps和galileo系统的带宽均为1575.42±0.5115mhz，glonass系统的带宽为1602.5625-1615.5mhz，为满足采样频率约束条件(1)，设计多系统soc芯片时，不同时选取gps和galileo系统。
进一步地，所述bd2、gps和galileo系统均采用码分多址通信体制，glonass系统采用频分多址通信体制。
更进一步地，所述gps和galileo系统的码钟频都是1.023mbps，bd2系统的码钟频是2.046mbps，gps、galileo以及bd2系统的码钟频均是1.023mbps的整数倍，所以采样频率是码钟频且都是1.023mbps的整数倍。
进一步地，采样频率小于265mhz。这是因为在28nm工艺下，满足系统动态需求的低功耗adc的采样率最大值为265mhz。
进一步地，所述所有导航信号中的最高频率为1615.5+0.0511mhz，所有导航信号中的最低频率为1561.098-1.023mhz。
本发明还提供基于射频直接采样的soc芯片采样率选择装置，所述装置包括：
信号带宽选取模块，用于根据bd2、gps、galileo和glonass四系统中的民用信号定义选取信号带宽；
频率选取模块，用于设置采样频率约束条件，根据采样频率约束条件选取采样频率，利用欠采样方法进行采样；其中，采样频率约束条件为：
(1)不同导航信号的信号带宽不能交叠或重叠；
(2)采样频率是码钟频且都是1.023mbps的整数倍；
(3)采样频率小于系统动态需求的低功耗sar结构adc的采样率最大值；
(4)导航信号归一化频谱折叠在0.1fs–0.4fs之间，fs为采样频率；
(5)采样频率的选择使得导航信号折叠的次数少于预设值；
(6)采样频率满足公式fs≥2(f2-f1)mhz，其中，f2为所有导航信号中的最高频率，f1为所有导航信号中的最低频率。
进一步地，采样频率的约束条件还包括：采样频率是4倍的扩频码的带宽的整数倍。
进一步地，所述bd2系统的带宽为1561.098±1.023mhz，gps和galileo系统的带宽均为1575.42±0.5115mhz，glonass系统的带宽为1602.5625-1615.5mhz，为满足采样频率约束条件(1)，设计多系统soc芯片时，不同时选取gps和galileo系统。
进一步地，所述bd2、gps和galileo系统均采用码分多址通信体制，glonass系统采用频分多址通信体制。
更进一步地，所述gps和galileo系统的码钟频都是1.023mbps，bd2系统的码钟频是2.046mbps，gps、galileo以及bd2系统的码钟频均是1.023mbps的整数倍，所以采样频率是码钟频且都是1.023mbps的整数倍。
进一步地，所述最大采样率小于265mhz。这是因为在28nm工艺下，满足系统动态需求的低功耗adc的采样率最大值为265mhz。
进一步地，所述所有导航信号中的最高频率为1615.5+0.0511mhz，所有导航信号中的最低频率为1561.098-1.023mhz。
本发明的优点在于：
(1)本发明设置采样频率约束条件，对射频直接采样频率选择进行优化，避免多系统导航soc芯片多频点信号的接收在频谱上出现交叠，避免信号提取出现失真现象。
(2)本发明设置采样频率约束条件使得能够实现多系统导航soc芯片，多系统导航soc芯片相比传统超外差模拟混频技术，减少电路面积和功耗，降低芯片的成本，提高芯片的性能。
附图说明
图1为本发明实施例1所提供的基于射频直接采样的soc芯片采样率选择方法中射频前端电路架构图；
图2为本发明实施例1所提供的基于射频直接采样的soc芯片采样率选择方法中莱奎斯特采样后频谱分布示意图；
图3为本发明实施例1所提供的基于射频直接采样的soc芯片采样率选择方法中欠采样后频谱分布示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为了更清楚的理解本发明的技术方案，以下通过soc芯片的射频前端电路、奈奎斯特采样定理以及欠采样定理入手介绍本发明基于射频直接采样的soc芯片采样率选择方法中采样频率约束条件的设置理由。
如图1所示，导航信号首先由天线接收耦合到低噪声放大单元1放大，同时噪声得到抑制，然后进入宽带滤波单元2，宽带滤波单元2作用是让导航信号顺利通过，同时对带外的干扰信号进行抑制，滤波后的导航信号进入射频放大单元3进行放大，其目的是使接收的导航信号和噪声放大到合适的幅度，然后进入欠采样单元4进行采样，实现信号和噪声幅度分层，完成模拟信号正常的量化。量化后的数字信号送到后面的基带处理电路进行数字信号处理。
首先介绍奈奎斯特采样定理，对于一定带宽的无线电信号，假设其信号的最低频率是f1，最高频率是f2，载频为fc，则定义f2-f1＝b,fc＝(f1+f2)/2，则采样频率fs必须不小于被测信号最高频率分量f2的两倍，即fs≥2f2，满足经典的莱奎斯特采样后的频谱如图2所示。其中，x轴表示频率，y轴表示信号的能量。
在多频点导航soc芯片设计中，如果直接采用经典的莱奎斯特技术来选择采样频率，由表1可知：由于信号的最高频率f2＝1615.5+0.0511＝1615.5511mhz，则采样频率至少是最高频率的2倍，即fs＝2*f2＝2*1615.5511＝3231.1022mhz，如果直接选择这么高的采样率，会存在两个问题：一是目前28nmcoms制造工艺下，满足系统的动态对应的adc的方辨率至少需要不低于10位，这样的高速大动态的adc在目前28nm的工艺下不具有设计的可行性，二是即使满足上述的采样速度和动态的adc可以在目前28nm的工艺下可以设计，那么其产生的功耗也是非常大，至少是几瓦，甚至更大，这也是soc芯片使用环境无法接受的，因此上述采样频率需要优化选择。
在工程上，对于需要接收信号的最高频率较高，如果采用经典的莱奎斯特采样频率较高而导致无法实现时，常用折衷的办法来解决上述问题，使用较多的技术就是欠采样技术，欠采样的缺点是以信噪比损失为代价的，但对于类似卫星信号，由于其背景处于比较干净的信号环境，干扰很小，此时，其信噪比损失相对较小，在工程化中一般可以接受。
以下介绍欠采样原理，如图3所示，对于带宽为b的带限信号，被调制到载频为
根据表1，本发明中，卫星导航信号的最高频率是：1615.5+0.0511mhz，最低频率是：1561.098-1.023mhz，因此，采用欠采样时采样频率的最低频率fs≥2(f2-f1)＝2*(1615.5+0.0511-1561.098+1.023)＝111.9522mhz。
本发明目的在于对采用宽带射频直接采样的多频点导航soc芯片采样率选择进行优化，解决欠采样过程中出现的信号交叠问题。要解决上述问题，必须要先了解目前bd2/gps/galileo/glonass四大导航系统的信号特点，详见表1：
表1bd2/gps/galileo/glonass系统信号特点
在表1中，bd2、gps、galileo和glonass四系统中的常用民用信号定义分别是在b1和l1上，即bd2的b1：1561.098mhz；gps的l1：1575.42mhz；galileo的l1：1575.42mhz；glonass的l1：1602.5625-1615.5mhz。因此在采样频率选择进行优化时，实际上考虑的信号带宽有3个：1561.098±1.023mhz；1575.42±0.5115mhz(因为gps和galileo信号完全重合)；1602.5625-1615.5mhz。另外，在通信体制上，bd2、gps和galileo采用是cdma(codedivisionmultipleaccess：码分多址)，glonass采用的是fdma(frequentdivisionmultipleaccess：频分多址)，gps和galileo的码钟频都是1.023mbps，而bd2的码钟频都是2.046mbps，正好是gps和galileo的2倍。因此在采样率选择时，设计采样频率是gps和galileo的码钟频都是1.023mbps的整数倍，这样考虑的目的是为了便于bd2系统的b1频点数字下变频时的fir滤波处理方便，希望采样频率是gps和galileo的码钟频都是1.023mbps的偶数倍。而glonass采用的是fdma通信体制，因此在具体采样率选择上则无需考虑是否和其码钟频0.0511mbps满足整数倍关系。此外，考虑到目前28nmcoms加工制造工程的可实现性，满足系统动态需求的低功耗sar结构adc的采样率最大只能到265mhz，同时，为了方便后续数字下变频的fir滤波器滤波处理，希望采样折叠的信号落在归一化频率的0.1fs至0.4fs之间。还需考虑，由于是欠采样，会存在噪声折叠后叠加现象，导致信噪比有一定的损失，因此，采样率的选择尽可能降低折叠的次数。
综上所述，本发明的基于射频直接采样的soc芯片采样率选择方法可以概括为：根据bd2、gps、galileo和glonass四系统中的民用信号定义选取信号带宽；设置采样频率约束条件，根据采样频率约束条件选取采样频率，利用欠采样方法进行采样；其中，采样频率约束条件为：
(1)不同导航信号的信号带宽不能交叠或重叠；由于所述bd2系统的带宽为1561.098±1.023mhz，gps和galileo系统的带宽均为1575.42±0.5115mhz，glonass系统的带宽为1602.5625-1615.5mhz，为满足采样频率约束条件(1)，设计多系统soc芯片时，不同时选取gps和galileo系统。
(2)采样频率是码钟频且都是1.023mbps的整数倍；
(3)采样频率小于265mhz；
(4)导航信号归一化频谱折叠在0.1fs–0.4fs之间，fs为采样频率；表2中各系统的频率向下取整即为折叠次数，向下取整后剩下的余数即为导航信号频谱折叠位置，例如fs＝260f0时，bd2的折叠次数为5次，导航信号频谱位置为0.8692fs。
(5)采样频率的选择使得导航信号折叠的次数少于预设值，本实施例中预设值设定为10，实际中根据不同情况灵活设定预设值，只要使得导航信号折叠的次数尽可能少即可；
(6)采样频率满足公式fs≥2(f2-f1)mhz，其中，f2为所有导航信号中的最高频率，f1为所有导航信号中的最低频率，所有导航信号中的最高频率为1615.5+0.0511mhz，所有导航信号中的最低频率为1561.098-1.023mhz。
根据上述约束条件，列表进行采样频率与对应的导航系统频谱分析，如表2所示。
表2四系统民用信号的宽带射频带通采样频点折叠即频谱分布情况
作为本发明进一步的改进方案，采样频率的约束条件还包括：采样频率是4倍的扩频码的带宽的整数倍。从表2中可以看出：满足上述条件欠采样频率为250f0和248f0(其中f0＝1.023mhz)，但在数字下变频时，对于gps和galioleo信号，由于扩频码的带宽是f0，为了降低采样抽取后的信号损失，一般比f0稍宽一点，即抽取后按2f0的带宽考虑，同理，对于bd2的b1信号，由于扩频码的带宽是2f0，为了降低采样抽取后的信号损失，即抽取后按4f0的带宽考虑。但是如果选择欠采频率为250f0时，在后续数字滤波抽取时就无法通过整数抽取完成得到4f0的带宽，而选择欠采频率248f0时，按照62和124抽取时，就很容易实现bd2，gps和galioleo信号2倍信号带宽的要求。所以本发明通过优化后选择的bd2、gps、galileo和glonass四系统中的常用民用信号宽带直接采样频率是248f0＝253.704mhz。但是由于gps和galileo系统的信号带宽相同，信号有重叠，所以在进行多系统soc芯片设计时，gps和galileo系统不同时出现在一个芯片内。
为了验证本发明的设计优点申请人进行方案论证，通过实施两种设计方案从而对比得到评估结果，本发明将基于射频直接采样的soc芯片采样率选择方法与现有技术超外差采样频率方法进行比较，如表3所示，采用本发明所述的采样频率方法选择的采样频率，电路的面积降低为采用传统超外差结构面积的77％，功耗降低为传统采样频率的41％，因此芯片的成本和性能均有显著改善，提高了产品的市场竞争力。
表3本发明采样频率优化方法与超外差采样频率方法面积功耗比较
通过以上技术方案，针对双系统或多系统导航soc芯片研制时，需要接收的卫星导航信号频点较多，通常采用宽带射频直接采样技术解决soc芯片的模拟电路设计复杂性。但由于在双系统或多系统的导航soc芯片中，频点多，信号带宽和调制方式不统一，且频点呈不规则的稀疏分布状态，要实现对上述多频点信号的无失真解调，解决直接采样时导致的数字解调信号频谱交叠失真和fir低通滤波器设计的可实现性，需要对射频直接采样频率选择进行优化，故本发明提供的基于射频直接采样的soc芯片采样率选择方法，设置采样频率约束条件，对射频直接采样频率选择进行优化，避免多系统导航soc芯片多频点信号的接收在频谱上出现交叠，避免信号提取出现失真现象。
实施例2
与本发明实施例1相对应的，本发明实施例2还提供基于射频直接采样的soc芯片采样率选择装置，所述装置包括：
信号带宽选取模块，用于根据bd2、gps、galileo和glonass四系统中的民用信号定义选取信号带宽；
频率选取模块，用于设置采样频率约束条件，根据采样频率约束条件选取采样频率，利用欠采样方法进行采样；其中，采样频率约束条件为：
(1)不同导航信号的信号带宽不能交叠或重叠；
(2)采样频率是码钟频且都是1.023mbps的整数倍；
(3)采样频率小于系统动态需求的低功耗sar结构adc的采样率最大值；
(4)导航信号归一化频谱折叠在0.1fs–0.4fs之间，fs为采样频率；
(5)采样频率的选择使得导航信号折叠的次数少于预设值；
(6)采样频率满足公式fs≥2(f2-f1)mhz，其中，f2为所有导航信号中的最高频率，f1为所有导航信号中的最低频率。
具体的，采样频率的约束条件还包括：采样频率是4倍的扩频码的带宽的整数倍。
具体的，所述bd2系统的带宽为1561.098±1.023mhz，gps和galileo系统的带宽均为1575.42±0.5115mhz，glonass系统的带宽为1602.5625-1615.5mhz，为满足采样频率约束条件(1)，设计多系统soc芯片时，不同时选取gps和galileo系统。
具体的，所述bd2、gps和galileo系统均采用码分多址通信体制，glonass系统采用频分多址通信体制。
具体的，所述gps和galileo系统的码钟频都是1.023mbps，bd2系统的码钟频是2.046mbps，gps、galileo以及bd2系统的码钟频均是1.023mbps的整数倍，所以采样频率是码钟频且都是1.023mbps的整数倍。
具体的，采样频率小于265mhz。这是因为在28nm工艺下，满足系统动态和功耗要求的adc采样率最大值为265mhz。
具体的，所述所有导航信号中的最高频率为1615.5+0.0511mhz，所有导航信号中的最低频率为1561.098-1.023mhz。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
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